с помощью которого при условии, что передается только- остаток верхней боковой полосы, определяем сигнал с частично подавленной боковой полосой, имеющий несущую частоту юо:

fMR (О = (О COS «о / + ~ /i? (О sin щ t.

При (Ол-О отсюда получается уже известный сигнал с ОБП. На рис. 4.29с! показан спектр сигнала с частично подавленной боковой полосой для случая, когда в качестве первичного сигнала передается импульс вида

/(/) = sin(OG ((OG0 (4.22>

при G(o)) =0,5 81п[яо)л/(2шо)], т. е. для синусоидально убывающей с частотой части устатка боковой полосы. Если для формирования

сигнала с частично подав-° Tv I ленной боковой полосой

применяется схема рис. 4.28, то в качестве f(t} должен быть послан импульс, описываемый выражением (4.22), а в качестве f(t) - импульсы с различными значениями P=tOfi/(uG, показанные на рис. 4.296.

Круговая частота

-0.5

2Т ЗТ

Время -

Рис. 4.29. Графики, иллюстрирующие передачу с частично подавленной боковой полосой:

а) спектр F(a) первичного-сигнала в форме импульса вида smxix (коэффициент остатка боковой полосы Р= =1Шл/шо=0,3); б) форма импульса fR(t), обеспечивающая получение сигнала AM с частично подавленной боковой, полосой с помощью схемы рис. 4.28 при различных значениях коэффициента Р

На рис. 4.30 показан график вероятности ошибки в символе, иллюстрирующий уменьшение чувствительности к погрешности фазы несущей, достигаемое при передаче с частично подавленной боковой полосой. Оказывается, что, хотя таким путем и можно добиться уменьшения вероятности ошибки, заметное улучшение на-140

ступает лишь тогда, когда передается значительная часть второй боковой полосы. Поэтому в каждом случае следует выяснить, не окажутся ли выбор специальной формы первичного сигнала, например импульсов, формируемых по методу парциальных отсчетов (см. разд. 4.1.5), и использование всей имеющейся полосы частот для однополосной передачи более выгодными, чем передача с частично подавленной боковой полосой.

При передаче как с ОБП, так и с частично подавленной боковой полосой частота и фаза несущего колебания, необходимого для демодуляции, могут быть восстановлены по пилот-сигналу. Спектр первичного сигнала >при этом следует выбирать таким образом, чтобы яилот-сигнал и сиг-

ю 10-=

Рис. 4.30. Вероятность ошибки в бите при передаче с частично подавленной боковой полосой для различных значений коэффициента р в зависимости от погрешности в фазе несущей. Помехи: белый шум в полосе Найквиста с отношением сйгнал/шум 16 дБ

15 Градусы 20

Погрешность в фазе несущей

нал данных можно было .разделить на приеме без существенных взаимных помех. Об этом будет еще сказано в разд. 4.4.2.

Амплитудная модуляция, независимо от конкретной ее разновидности (ОБП, ДБП и ЧПБП), относится к линейным методам модуляции, так как при передаче спектр первичного сигнала суг щественно не изменяется: он лишь сдвигается и преобразуется в со ответствии со свойствами канала связи. Влияние канала связи на каждую компоненту спектра нетрудно установить, поэтому его можно заменить некоторым эквивалентным каналом с первичной полосой частот, как уже это было сделано в (4.17) для передачи с двумя боковыми полосами (см. рис. 4.27).

К разновидностям амплитудной модуляции, обеспечивающим экономное использование полосы частот, относится также рассматриваемая ниже амплитудная модуляция в двух каналах с одинаковой полосой частот и сдвинутыми на 90° несущими, т. е. так называемая квадратурная амплитудная модуляция (КАМ).

4.3.1.3. КВАДРАТУРНАЯ АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ

Как было отмечено выше, лучшего использования полосы частот по сравнению с ДБП можно достигнуть при использовании ортогональной или квадратурной амплитудной -модуляции;

Скорость передачи в системе с AM ДБП может быть удвоена без расширения занимаемой полосы частот, если в одной и той же полосе передавать два аддитивно наложенных друг на друга сигнала, несущие которых сдвинуты по, фазе на 90° [4.27, ЗГ].

Сигнал двоичной AM в каждом канале имеет скачки фазы, равные 180°, т. е. идентичен сигналу двоичной фазовой модуляции.

После сложения двух ортогональных сиг-fy/,i(t) налов существуют, как показано «а рис.

4.31, четыре различных значения фазы. Однако такая система отличается от схемы че-тырехпозиционной фазовой модуляции кодированием, т. е. правило.м, по которому последовательности битов ставятся в соответствие состояния модулирующего сигнала (см. разд. 4.3.3).

Структурная схема системы с КАМ изображена на рис. 4.32. Первоначально пере-Рм. 4.31. Формирова- даваемый сигнал foCO разделяется в коде-ние фазы при квадра- pg . два сигнала, li(t) и fsCO, которые дуляциизГсчет"сложе- иеют половинную скорость передачи и в яия ортогональных сиг- обеих ветвях шстемы раздельно модулиру-яалов fMifO и fM%(t) ются (Ml, Mi), демодулируются (Дь Дг),

подаются на схемы отсчета и регенерации {OPi, ОР2). В декодере ДК по комбинациям обоих нрини-маемых сигналов восстанавливается первоначальная двоичная последовательность. Вследствие разделения на две независимые ветви лри скорости модуляции 1/Г можно работать с двойной скоростью Лтередачи 2IT. Необходимая при изменении скорости синхронизация обеспечивается местным генератором ГТН. Формирование сигналов в основном осуществляется раздельно для обеих ветвей фильтрами яижних частот, стоящими перед модуляторами и после демодуляторов, причем спектры на выходе в большинстве случаев получают косинусоидальное сглаживание, о котором говорилось в разд. 4.1.4. Общий для обеих ветвей фильтр передатчика служит, главным образом, для подавления нежелательных продуктов модуляции. Задачей общего фильтра приемника, наряду с формированием импульсов, является возможно лучшее подавление помех, действующих в канале связи.

Для восстановления информации нринимаемый сигнал

jgM (О = (О cos (Оо <-f Ь () sin (Оо