спектра получаются путем подстановки значений нижеследующих отсчетов:

п ... -2-1012 ... g(nT) ... О d О -d О ...

в формулы теоремы отсчетов (4.5) и (4.6): ;

sin [(4я/Г) (t + Т/4)] sin [(4/7-) (/ - Т/4)]

л

(4n/T){t + T/4)

{4n/T){t-T/4)

G(<o) = i(e-«"-* e/*) = isin-, (о<

4 2j 4 Г

Вид импульса и его спектр показаны ,на рис. 4.23с, б. Функция g(t) формально соответствует парциально кодированному импульсу класса 4 [см. (4.11)]. В данном случае, в отличие от метода парциальных отсчетов, характеристические значения соседних импуль;ров не накладываются друг на друга, так как каждый импульс (несмотря

Частота f-

на начальное и конечное колебания) ограничен длительностью посылки Т (рис. 4.23а). По этой же

Оремн t -

Рис. 4.23. Графики, иллюстрирующие двухфазный метод с применением импульсов измененной формы:

а) сигнал g(t); б) модуль его спектра в) на-

ложение сигналов при двухфазно-кодовом методе

причине при двухфазном методе не происходит образования трех несущих информацию состояний сигнала, которые бы обрабатывались на приеме. Нулевые значения сигнала в этом случае не несут передаваемой информации, а лишь обозначают середины импульсов (рис. 4.23в) с целью обеспечения тактового синхронизма на приеме независимо от переданных данных.

Спектральная плотность мощности преобразованных импульсов, как и спектры двухполярных импульсов при двухфазном и двухфазно-кодовом методах, имеет нули на нулевой и четырехкратной найквистовской частоте, но за пределы этой области не распространяется.

4.2.7. МЕТОДЫ ПАРЦИАЛЬНЫХ ОТСЧЕТОВ

Эти методы, которые обеспечивают особенно хорошее использование имеющейся в распоряжении полосы частот удельную скорость передачи до. 2 бит-с""7Гц, уже обсуждались в разд. 4.1.5. 128

Они могут оказаться выгодными и при передаче данных по низкочастотному кабелю в тех случаях, когда наложены жесткие ог-- раничения на спектральные компоненты сигнала, которые попа» дают в полосу частот систем, использующих соседние жилы кабеля, И поэтому занимаемая

полоса- частот должна быть (ВОЗМОЖНО меньшей.

В качестве примера на рис. 4.24 (кривая 6) показана спектральная плотность мощности парци-

Рис. 4.24. Спектральная плотность мощности гя(х) различных случайных последовательностей с амплитудой А - = 1/1/7 в функции от нормированной частоты x=flfn для различных методов передачи в первичной полосе частот, где / - частота; if - частота Найквиста; Г -дли-1ельность посылки; x=2fT= =ИЫ - нормированная частота (л:=1 при f=l/2T={if).

О 1 2

Нормированная частота x=f/ffg-

5-41

-ально кодироваганого импульеа класса 4, ие имеющего постоянной -составляющей.

• При передаче данных с применением метода парциальных от-•счетот, как и при биполярном, псевдотроичном и ВБК методах, на приеме должен обрабатываться трехпозиционный сигнал. Это связано с необходимостью иметь два регулируемых пороговых уровня и ведет к более высокой чувствительности перечисленных ме-трдов по сравнению с двоичным.

При передаче последовательности, состоящей только из нулей, сигнал в линии связи равен нулю, что препятствует восстановлению границ посылок на приеме. Чтобы обеспечить синхронизацию приемника при любой последовательности данных, необходимо принимать специальные меры, например перемешивать (скремблиро-в!ать) передаваемую последовательность. Кроме того, рассматри-BJacMbie здесь методы предъявляют более высокие требования к точности моментов отсчета по сравнению с методами, описанными в разд. 4.2. Это видно по глазковой диаграмме на рис. 4.14 и уже было отмечено в разд. 4.1.5.

4.3. МЕТОДЫ* ПЕРЕДАЧИ С ПРИМЕНЕНИЕМ МОДУЛЯЦИИ

Поскольку при рассмотренной в разд. 4.2 передаче в первичной полосе частот сигналы данных имели постоянные составляющие, то и канал связи должен был пропускать постоянный ток. Если же передаваемые сигналы данных закодированы так, что не имеют постоянных составляющих, то нижняя граничная частота канала должна быть лишь достаточно малой по сравнению с найквистов--ской частотой. Кроме того, при передаче в первичной полосе частот предполагается, что канал незначительно срезает спектр сигналов в высокочастотной области. Эти допущения, как уже отмечалось (см. разд. 3.1), в общем выполняются для жильных пар кабелей.

Однако такие каналы связи, как, например, каналы ТЧ, имеют лишь ограниченную полосу пропускания. Нижняя граничная частота у них недостаточно мала, чтобы обеспечить непосредственную передачу первичных сигналов, а на более высоких частотах быстро возрастает затухание. Иначе говоря, имеется лишь резко ограниченная полоса частот, в которой возможна передача. Поэтому передаваемые сигналы данных необходимо преобразовать так, чтобы наиболее существенные компоненты их спектров лежали в полосе пропускания канала связи. Это достигается с помощью модуляции некоторого несущего колебания f(t)-А cos {(Hot+Ц>) передаваемым сигналом данных. Несущее колебание можно моду-.лировать по амплитуде А, частоте «= [d((Oo-b(p)]/rf или фазе ф. В результате модуляции основные компоненты спектра первично-