на интервале времени ц„ = NTi. Последовательный процессор практически реализуется на двух элементарных ФП (см. рис. 1.22). Для построения параллельного Фурье-процессора реального времени требуется БИС, содержащая N элементарных ФП.

Легко вычислить эквивалентную производительность Фурье-лро-цессора, измеряемую количеством операций умножения с накоплением в секунду. Для вычисления одного коэффициента требуется операций, выполняемых за время ц„. Приняв Tj == 2Ti/3, получим \i„ == == 3.Vti/2. Параллельный процессор за время fi„ вычисляет N коэффи-циентов, т. е операций с производительностью Р = 2N/3xi. Приняв Ti = 10~° с, N = 10*, найдем значение производительности ФП Р = 0,66 . 10" операпий/с.

На пути достижения такой же производительности цифровыми в едствами стоят энергетические ограничения. При мощности рассеивания на одно переключение вентиля 1,5 • 10~ Вт на выполнение 2 . 10» операций перемножения со апоженнем 16-разрядных чисел в секунду требуется 2,9 Вт [131. Поэтому для получения производительности 0,66 • 10" операций/с потребуется мощность 100 кВт, что явно превышает разумные ограничения на мощность для сигнальных процессоров.

Зависимости (ю) и А, (ю) получены в результате интегрирования произведения входного гармонического сигнала и последовательностей импульсов, ограниченнык прямоугольным окном шириной NTi. Поэтому качество фильтров невысокое Снизить амплитуду боковых лепестков и повысить прямоугольность характеристик А (Дсо) можно путем взвешивания амплитуд последовательности стробиру-ющих импульсов по закону более сложных окон, например, таких, которые применяются для аподизации фильтров на поверхностно-акустических волнах [14]. К ним относятся функции Дольфа -Чебы-шева. Кайзера, Гаусса.

Функциональная схема ФП, в котором амплитудно-частотная характеристика полосовых фильтров синтезируется по методу взвешивания, показана на рис. 1.25. Центральная частота фильтра задается генераторами hi (t) и (t). Весовая функция на интервале времени NTi генерируется специализированной БИС, выходы которой подключены к ЦАП, управляющему крутизной входных транзисторных гар.

Сравнительно просто в ФП решается проблема переполнения при выполнении интегральных операций Обычно управляемые генераторы тока подключаются к накопительной емкости через проходные транзисторы с заземленной базой, которые образуют каскадную схему. При отсутствии переполнения транзисторы работают в активном режиме и с малым током базы. Переполнение приводит к насыщению проходных транзисторов и росту тока базы. Полученное на измерительном резисторе напряжение поступает в цепь обратной связи, выход которой управляет величиной крутизны управляемых генераторов тока.

ФП со сложным импульсным откликом. Выше рассматривались методы обработки входных сигналов с помощью двух простейших типов опорных импульсных сигналов: последовательностей однопо-

ляриых импульсов и знакопеременных юследовате-льностей. Такие последовательности формируются на двоичных счетчиках. С помощью сдвиговых регистров с обратной связью легко формируются псевдошумовые или псевдослучайные импульсные последовательности, которые используются как опорные сигналы фронтальных процессоров.

Рис. 1.25. Схема формирования весового окна

В качестве примера их применения рассмотрим задачу выделения син хросигналов в системах передачи информации с временным уплотнением каналов. В таких системах синхросигнал занимает один временной интервал и передается по физическому каналу вместе с информационными сигналами, занимающими остальные временные интервалы, Поскольку синхросигнал задает временное положение опорных сиг-нглоз всех канальных корреляционных приемников, то надежность работы приемника синхросигнала определяет надежность работы всей системы.

В качестве синхросигнала длительностью ц„ выберем Л?-элементную двоичную псевдослучайную последовательность. Элементы последовательности, принимающие значения «1» или «-Ь, выбраны таким образом, что автокорреляционная функция имеет ширину, равную длительности элемента последовательности Tg = \iJN, а количество элемеров с противоположным знаком в последовательности отличается на единицу. Передаваемый по каналу синхросигнал на входе приемника аналитически огнсывается формулой

fi(0= i {~lfbiit-nT,)U„cosioiJ-),

(1.29>

где Л„ = 1, О, О, 1, О, ...- элементы двоичной псевдослучайной последовательности; 6i (t) - модулирующее напряжение, 6, (t) == е-; Ucos {(aJ - ф) - модулируемое колебание с периодом несущей частоты = 2л/а„ = Т/а при целочисленном а; ф - фаза колебания.

Параметры синхросигнала (рис. 1.26, а) на входе приемника а, а определяются частотными свойствами передающей среды и техническими ограничениями при формировании фазоперемениых колебаний минимальной длительности.

Частота появления сигнала Ui (t) на входе приемника Т„ = d\i.„, где d ~ количество информационных каналов. Следовательно, временная неопределенность прихода сигнала при большом d велика, что затрудняет использование корреляционных приемников, работающих на принципе регистрации максимума амплитуды выходного сигнала в момент временного совпадения входного и опорного сигналов. С целью уменьшения временной неопределенности в d раз примем в

Рис. 1 26. Выходные сигналы корреляционного приемника

качестве опорного сигнала для приема сигнала (1.29) импульсную последовательность (рис. 1.26, б)

hit) =S(-l)"6,(-nr,).

где 6j (t) - последовательность импульсов на интервале Г„ длительность которых мала по сравйению с Г„.

При таком выборе опорного сигнала его свертка с входным сигналом на интервале Т„ имеет единственный максимум. Поэтому приемлем циклический режим работы приемника синхросигнала с периодом И.И, что уменьшает неопределенность совпадения Ui{t) ч h (t) до величины ц.

Для уточнения вида последовательности импульсов {t) представим входной сигнал на интервале ц„ в дискретной форме с шагом дискретизации Ti в виде двух составляющ.их:

и и ЦТ г) = S (- 1)"" 6i {iT, - пТ,) U„ cos ф cos iJT,,

n-O N-l

III s (iTi) = S (- f" 6i {iTi - пГэ) U„ sin ф sin (aJT.

Запишем функцию 6s {t) в виде двух знакопеременных импульсных последовательностей Ьзс (iTj) и бз, (iTj), сдвинутых на интервал вре-

мени Ti/2 (см. рис. 1.26, б):1

he т = II (- If" 62. {iT, - nr.),

hs (iTd = t (- 1)"» 62, (tTi - пТ, - Г1/2).

Дискретная корреляционная функция входного сигнала (ft и опорного сигнала ((Т) на интервале v = О, 1, 2, М - I, где М = VJTi, имеет вид

т = иге т he (iT, - vro =

= Ш„ cos ф 61 (tTo) 62 (i - v) Ту, cos a)„iTi. (1.30)

Синусоидальная составляющая входного сигнала не влияет на результат (1.30) потому, что функция (tTi) симметрична относительно начала координат. Поэтому (vTi) представляет собой усиленное в раз напряжение отсчетов с шагом Г, входного сигнала Um cos ф cos (UmiTibi (iTi). Так как выходной сигнал коррелятора

(vTi) зависит от фазы ф выходного сигнала, то ограничиться одним коррелятором для регистрации синхросигнала невозможно, потому что при ф = я/2 ± /тгя (т = О, 1,2, ...) приемник теряет чувствительность.

На вход второго коррелятора подаются входной сигнал Ui (t) и опорный сигнал h, (t - Т). Его выходное напряжение принимает дискретные значения

Rs т = и и [iT,) h, (iT, - vT-i) =

= Ш„siпфД fi,(tTi)6s(i-v)risin(o„Ti. (1.31)

Выход коррелятора R, (vTi) принимает нулевые значения при Ф = я ± тл, т. е. в точках, где функция R (vTO максимальна. Для исключения зависимости от фазы выходные сигналы обрабатываются в соответствии с формулой

R (vro=Vie т+т- (1-32)

Оценим возможности выполнения вычислений по формулам (1.30), (1.31) с помощью ФП (рис. 1.27). Входы процессоров запускаются сериями импульсов hic, h2c, /lis, h2, (рис. 1.28). Количество импульсов в каждой серии определяется отношением а = TJTi. На границах кодовых интервалов Т полярность серий изменяется в соответствии со значениями N„. Суммирующие и вычитающие входы перемножителей обозначим кружками, как показано на рис. 1.27. Они подключены к выходам линий задержки на время Г,. На другие входы перемножи-

I Рис. 1.27. Корреляционный приемник с

П П .[ -fr П П о П П I

о П П П П I П !

П П оП

ж-1.1

п п п п

Рис. 1.28. Управление ФП при сложном

телей поступает входной сигнал (/, Ц). Если каждую пару перелчю-жителей подключить к накопительному элементу, то получим корреляционный приемник, соответствующий формулам (1.30), (1.31). При том входные корреляционные функции будут дискретизованы с шаром Ti. Если по условиям работы не требуется высокая точность определения максимума функции R (vTi), то некоторое множество перемножителей Р может подключаться к одному накопительному элементу Выходы накопительных элементов через пороговые элементы ПЭ подключаются к общему выходу.

Найдем производительность приемника синхросигналов со следующими параметрами системы передачи информации: = 1024, а = = 8, = 2 • Ю"" с. Количество операций перемножения со сло-

жением, выполняемых двумя элементарными ФП для вычисления одного отсчета корреляционной функции, Pi = 4аЛ, общее количество отсчетов на интервале времени [х М = \.iJTi. Следовательно, производительность Р = PgiM/p = AaNITi = 1,6 • 10" операций/с, при этом количество каналов передачи информации с временным разделением 1/р,в = mNaTi = 3,4 • 10 Затраты транзисторных пар на приемник составляют 4аЛ. Высокое временное разрешение, обусловленное малой длительностью корреляционной функции в результате «сжатия» входного широкополосного сигнала по времени в раз и уве.личения его амплитуды в раз, часто используется для устранения интерференции сигналов при многолучевом распространении. Интерференция не сказывается на надежности приема, если длительность сигнала NT выбрана большей максимального запаздывания в параллельных каналах [15]. Если на выходе каждого ФП включить пороговый элемент, то получим простейшее устройство вторичной обработки отсчетов квадратурных составляющих корреляционной функции. Пороговые элементы можно включать на выходе устройства вычисления амплитудных значений в соответствии с формулой (1.32). Требуемый шаг дискретизации корреляционной функции выбирается объединением по схеме «ИЛИ» множества р перемножителей При этом временное разрешение устройства равно шагу дискретизации корреляционной функции М = pTj. Укрупнение шага дискретизации целесообразно в устройствах, работающих с большим интервалом неопределенности прихода сигналов. Например, в приемниках дальномеров при дальности DAT = 2D 1с, где с - скорость распространения электромагнитной волны, относительная погрешность измерения ра тоя-ния е = AtlAT = cpTi/2D. Если е = 1/2», D = 1 км, Гх = = 2 • с, количество входов «ИЛИ» р = 32, то разрешение по

дальности AD = eD = 1 м.

Очевидно, что пороговый метод вторичной обработки результатов вычислений, полученных с помощью ФП, является слишком грубым применительно к другому классу устройств, требующих фронтальной обработки, т. е. системам пространственного зрения для роботов. В таких системах не требуется больших D, но AD = 1 мм. Амплитудно-фазовый метод вторичной обработки, рассмотренной ниже, ориентирован на такие системы.

Сущность метода заключается в использовании амплитудной зависимости отсчетов корреляционной функции от фазы входного сигнала, как следует из формул (1 30), (1 31), измерении амплитуд отсчетов корреляционных функций двух псевдошумовых сигналов, сдвинутых по фазе, и их аналитической обработке с целью точного определения момента прихода отраженных сигналов относительно опорных.

Предположим, что излучатель генерирует в направлении точечного отражателя две псевдошумовые последовательности Уг (Ф1) и Ui (фа) с фазовым сдвигсш Аф = ф - ф между гармоническими составляющими элементов двух последовательностей В корреляционном приемнике, состоящем из двух элементарных ФП, синхронно детектируются оба отраженных сигнала. В качестве опорных сигналов для