при решении вопроса о выборе оптимальной формы сигналов ыло бы естественным воспользоваться достижениями вычислительной техники для программирования формы сигналов. Однако вычислительная техника располагает элементной базой формирования двухуровневых сигналов практически с любой последовательностью чередования уровней на требуемом временном интервале. Учитывая скорости переключения выбранных логических элементов вычислительной техники, легко определить ширину спектра, занимаемую таким сигналом.

В классе сигналов, описываемых переключательными (булевыми) функциями, наиболее простыми являются сигналы в виде меандра, а также сигналы, описываемые функциями Уолша. Однако с точки зрения избирательности предпочтение отдается сигналам в виде псевдослучайной последовательности единиц и нулей. Такой сигнал имеет наиболее узкую корреляционную функцию и малый уровень боковых лепестков.

Простые сигналы легко формируются двоичными счетчиками импульсов. Наиболее простой способ формирования псевдослучайных последовательностей основан на применении сдвиговых регистров с обратной связью. Однако в связи с быстрым совершенствованием техники постоянных запоминающих устройств становятся легко доступными программируемые сигналы произвольной формы, которые первоначально можно получить путем моделирования на ЭВМ. На этом уровне решается вопрос оптимизации формы с учетом параметров помех, действующих в конкретной технической системе. Полученные кодовые последовательности записываются в постоянное запоминающее устройство, которое в режиме перебора адресов служит генератором импульсных последовательностей.

Выбор двоичных сигналов для возбуждения считывающих элементов имеет преимущества при матричной организации. Такие сигналы легко передаются на выходы дешифраторов столбцов и строк, поскольку сами дешифраторы выполняются на логических элементах.

Рассмотренные в предыдущем параграфе считывающие элементы, возбуждаемые напряжением и током, относятся к элементам дифференциального типа, поскольку амплитуда выходного сигнала определяется крутизной фронта импульса напряжения dUldt или тока dildt. Тогда для увеличения амплитуды сигнала надо использовать быстродействующие серии логических элементов. Однако выходное напряжение оптимального приемника сигналов пропорционально энергии входного сигнала

(I.U)

где К - постоянная величина; - интервал измерения.

Следовательно, для увеличения энергетического выхода ЧЭ с очень малым значением модуляции емкости или индуктивности необходимо увеличивать длительность фронта и спада импульсов в последовательности при неизменной крутизне нарастания и спада. Хотя

по нагрузочным способностям схемы логических элементов пригодны для непосредственного возбуждения считывающих элементов, для увеличения энергетического выхода за счет увеличения длительности (Ьоонта при неизменной крутизне, а следовательно, длительности считанного сигнала целесообразно считывающие элементы возбуждать специальными формирователями напряжения или тока, в особенности при матричном включении.

Несмотря на ряд специальных требований к элементам формирования сигнала возбуждения чувствительных элементов емкостного и индуктивного типов, современные интегральные полупроводниковые технологии приемлемы для получения матричных измерительных устройств с бесконтактным считыванием неоднородностей проводимости в твердотельном исполнении на одной кремниевой пластине.

1.7. Принцип построения программируемых приемников сигналов

Если выбор сигнала возбуждения по соображениям помехоустойчивости сделан в пользу сложного программируемого сигнала возбуждения t/в (О (рис. 1.17), то оптимальный прием таких сигналов требует создания программируемых приемников амплитудно-модулированных считанных сигналов Uc (О- Обычно приемник сигналов предназначен для усиления и демодуляции входных сигналов. Теоретически для оптимальной обработки необходимо вычислить энергию входного сигнала согласно формуле (1.11).

На практике операцию возведения в квадрат приходится выполнять, используя нелинейную вольт-амперную характеристику перехода база-эмиттер биполярного транзистора. Диапазон входных сир-

4 N /I к

Рис. 1.17, Временная диаграмма программируемого приемника

налов такого перемножителя находится в диапазоне 10~ - 5 • 10~ В. Поэтому такие сигналы нуждаются в усилении. Операцию усиления в биполярных структурах можно совместить с операцией перемножения и интегрирования С этои целью следует отказаться or подачи сигнала (/) на оба входа перемножителя и заменить сигнал иа втором входе опорным сигналом (У» (/) (см. рис. 1.17). Таким опорным сигналом обычно является последовательность на интервале измерения Ти прямоугольных импульсов тока эмиттера транзисторных дифференциальных пар, которые реализуют перемножение напряжения на базах 11 (t) па ток эмиттера /, = K2U0 (0. где К2 - коэффициент пропорциональмости. Следовательно, выходное напряжение приемника

(1 12)

где Кз - постоянный коэффициент.

Наибольшие технические трудности заключаются в реали операции интегрирования непосредственно на выходе транзисторов перемножителя. Согласно формуле (1.12) операция интегрирования производится в результате суммирования площадей коротких прямоугольных импульсов, длительность которых 7о лишь незначительно превышает длительность фронта или спада импульсов возбуждения Ub () Преобра.адвание выходных токовых импульсов перемножителя в импульсы напряжения прямоугольной формы, с одной стороны, привело бы к ослаблению полезного сигнала, а с другой - потребовало бы сверхширокополосного интегратора, способного интегрировать последовательности коротких импульсов. Как показали исследования, такой путь решения задачи оказался тупиковым

Для решения данной задачи используется явление накопления заряда на коллекторных емкостях биполярных транзисторов перемножителей входного и опорного сигналов. В таких схемах легко получить коэффициент усиления по напряжению V„JU > 10. Исключительно важен для приемников измерительных устройств тот факт, что требуемое усиление получается не за счет увеличения тока эмиттера перемножителя, а в результате накопления заряда на малой емкости, равной паразитной емкости коллектора относительно общей шины. Схема с накоплением заряда за счет возможности выполнять усиление используемых сигналов при токах эмиттера транзисторов перемножителя в десятки и единицы микроампер имеет уровень приведенных ко входу шумов существенно меньше одного микровольга, что обеспечивает широкий динамический диапазон усиливаемых сигналов.

Естественно, что основной вклад в снижение уровня шумов на выходе приемника дает способ обработки смеси сигнал-шум. Из рис. 1.17 видно, что поскольку [/о (О не имеет постоянной составляющей, то его умножение на неизменное напряжение помехи на интервале времени Г„ дает нулевой результат. При этом вклад в выходное напряжение пропорционален корреляционному коэффициенту шума и опорного

сигнала. Следующий фактор улучшения отношения сигнал/шум на выходе приемника имеет место за счет того, что стробирование полезного сигнала осуществляется только на коротких интервалах времени То, где амплитуда сигнала существенна. Если бы длительность стро-бирования То существенно превышала длительность сигналов {t), то иа выход приемника, естественно, проходила бы существенно большая энергия шума. Очевидно, что указанный выигрыш тоже является следствием согласования входного и опорного сигналов по форме.

В связи с тем что применение корреляционных приемников в периферийных измерительных устройствах рассматривается впервые, укажем на ряд особенностей их использования Прежде всего следует обратить внимание на то, что по формуле (1.12) вычисляется один отсчет корреляционной функции. Понятно, что для получения максимального отношения сигнал/шум на выходе вычисляемый отсчет должен соответствовать максимуму корреляционной функции. Это 0:(пачает, что опорный и выходной сигналы считывающих элементов должны совпадать по фазе, т. е. время поступления полезного сигнала должно оставаться постоянным во время измерений. Это условие автоматически выполняется, когда время задержки считанного сигнала относительно сигнала возбуждения мало. В устройствах, у которых информативным параметром полезного сигнала возбуждения является не амплитуда, а время запаздывания, корреляционный приемник должен вычислять множество отсчетов корреляционной функции

I!», = Аг J (О Ui> {t - v)dt

(1 13)

гр 1 различных значениях запаздывания v опорного сигнала относите 1ьно сигнала возбуждения Напомним, что для корреляционного приема гармонических сигналов достаточно вычислить два коэффициента корреляционной функции при квадратурных опорных сиг-I атах

Вторая особенность корреляционных приемников заключается в том, Ч1ХЭ вычисление интеграла от произведения функций ведется по конечному пределу,, который соогвегств>ет интервалу времени существования полезного сигнала В отличие от применения аналоговых ингграторов, которые являются фильтрами низких частот с бесконечной импульсной характеристикой, корреляторы следует рассматривать как фильтры с конечной импульсной характеристикой. В данном случае она программируется и имеет вид опорного сигнала. В техническом плане коррелятор в отличие от аналогового интегратора нуждается в установке в нуль перед началом интегрирования. Имеются два способа установки в нуль, первый из которых состоит в интегрировании нулевого входного сигнала, а второй - в установке потенциалов накопительных конденсаторов интегратора в фиксированное значение На практике используются оба способа.

Третья особенность корреляционных приемников обусловлена не-ооходимостью запоминания результата вычисления скалярного произ-

ведения функций на время, необходимое для аналого-цифрового преобразования.

Выполнение этого требования связано с необходимостью иметь две постоянные интегрирования: одну постоянную интегрирования на интервале времени Т„ и другую - максимально большую на интервале запоминания. В корреляторах, использующих явление запоминания заряда на коллекторной емкости транзисторных структур, максимальная постоянная времени имеет место в режиме отключения эмиттер ных гоков.

1.8. Аналого-цифровое преобразование выходных сигналов корреляционных приемников

Как было показано выше, корреляционный приемник выдает оценку полезного сигнала в виде постоянного на интервале времени запоминания уровня напряжения, пропорционального изменению проводимости ЧЭ. Если модуляции проводимости не происходит, то выходное напряжение приемника не равно нулю и соответствует начальным условиям интегрирования. Для использования динамического диапазона АЦП только для полезного сигнала между приемником сигналов и АЦП включают схему приведения к нулевому потенциалу выхода приемника при отсутствии входного сигнала. Нулевое напряжение на входе АЦП часто поддерживают с помощью контура автоматического регулирования, который сравнивает входное напряжение АЦП с потенциалом общей шины в момент времени, когда возбуждение ЧЭ отсутствует. Возможность отключения возбуждения для стабилизации нуля является, таким образом, еще одним преимуществом импульсного возбуждения.

Если физическое воздействие на ЧЭ устройства отсутствует, то напряжение на входе АЦП с точностью балансировки измерительного моста соответствует напряжению на интервале времени работы приемника, когда возбуждение ЧЭ отсутствует.

Таким образом, при отсутсгвии измеряемого сигнала входное напряжение АЦП равно лишь уровню флуктуационных шумов приемника, поскольку постоянная составляющая напряжения устранена о целью автоматического регулирования нуля.

Выходное напряжение шумов в теории информации принято за единицу измерения выходного напряжения полезного сигнала. В АЦП единицей измерения входного сигнала служит шаг квантования, равный единице младшего разряда. Трудность состоит в том, что амплитуда выходного шума приемника является случайной величиной. Если предположить, что распределение амплитуд шума описывается нормальным законом, то в качестве неслучайной величины, характеризующей а мплитуду шума, можно использовать среднеквадратическов значение U- При этом шаг квантования равен aU,, где коэффициент а выбирают в интервале 1-6 в зависимости от допустимой вероятности ошибок квантования сигналов малого уровня.

Для АЦП выходных сигналов корреляционного приемника характерен низкий уровень шума, при котором шаг квантования меньше

50 мкВ. Существующие АЦП имеют шаг квантования не менее 1 мВ. В связи с этим актуально исследование пу- д тей уменьшения шага квантования и повышения разрядности прн сохранении интегральной линейности, свойственной интегрирующим АЦП.

Новые возможности существенного продвижения в этом направлении связаны с использованием зарядовой электроники для реализации алгоритмов АЦП. Если выходной сигнал приемника и„, на интервале запоминания Гзап хранится постоянным (рис. 1.18, а), то. воспользовавшись преобразователем напряжение - ток, можно получить на этом же интервале сигнал в виде тока 1т, (рис. 1.18, б). Легко

представить, что ток является выходным током интегратора на основе биполярного транзистора [71 и преобразуется в напряжение и„р которое формируется на коллекторной емкости С. Без учета потерь в интеграторе его выходное напряжение

(114)

На рис. 1.18, в оно представлено прямой. Прн t - Гзап получим максимальное значение преобразованного напряжения

1„ Г,з„

-т-

(1.15>

Проверим, что работоспособность такого интегратора ограничивается диапазоном рабочих напряжений быстродействующего биполярного транзистора. Пусть его максимальный ток /„ = 2 • 10~ А, коллекторная емкость 10~" Ф, а время запоминания 10~ с. Расчетное значение в соответствии с формулой (1.15) U„p„ = 2-10* В, что существенно превосходит допустимые коллекторные напряжения.

Однако при малых значениях Гзап времени интегрирования такой интегратор работоспособен и характеризуется высокой крутизной нарастания выходного напряжения 5„ = UnpJTsn = 0,2 В/нс. Для реализации АЦП на основе быстродействующего интегратора с ограниченным диапазоном выходных напряжений воспользуемся двумя компараторами с опорными напряжениями 11 - Votv и t/o = 0.

Первоначальный заряд накопительной емкости С происходит по прямой (см. рис. 1.18, в) до напряжения Уогр. при котором срабатывает первый компаратор. После его переключения изменяется направление тока /„. заряда конденсатора на противоположное, что приводит к уменьшению напряжения на конденсаторе. При достижении этим напряжением нулевого уровня переключается второй компаратор.