действующих транзисторов. Эффективность дискретных приемников корреляционного типа определяется количеством выполняемых арифметических операций в секунду. Для приемника, выполненного на транзисторах среднего быстродействия, с учетом циклов запоминания и подавления помех оно составляет 10" операций/с. При равных возможностях программирования с цифровыми устройствами преимущество описанного дискретно-аналогового приемника заключается в получении предельного для цифровых устройств быстродействия при энергетических затратах, в 10-10* раз меньших.

Кроме того, описанный приемник сигналов пригоден для обработки сигналов, начиная с микровольтового диапазона, в отличие от цифровых устройств, работающих с сигналами только вольтового диапазона амплитуд.

3.7. Генератор высокостабильных токов

Одна из важнейших проблем обеспечения надежного функционирования электронных устройств - выработка идентичных стабильных токов. Она во многом определяет основные качественные показатели устройств измерительной и вычислительной техники, автоматики и радиотехники. Генератор стабильных токов является также одним из наиболее часто встречающихся базовых каскадов интегральной схемотехники и служит нелинейным эквивалентом нагрузочных сопротивлений и источником фиксированных токов. Еще большее значение указанная проблема приобретает в импульсной измерительной технике, когда необходимо сформировать импульсы тока, идентичные и стабильные по амплитуде, длительности, крутизне фронтов и другим параметрам.

В монолитных интегральных схемах используется схема ГСТ, приведенная на рис. 3.11, а, в которой постоянство тока /о в широком диапазоне температур обеспечивается, как правило, за счет малой разности напряжений AUcs интегральных транзисторов на одной подложке [64]. В такой схеме по цепи смещения R1 - Т1 - R2 протекает ток Ii, который создает падение напряжения на переходе база-эмиггер транзистора Т1 и на резисторе R2. Значение тока в такой схеме определяется из уравнения

иб.эХ + l,R2=Uc.s2+IoRs,

откуда

6.sl-6.s2 + /l

(3.60)

Из выражения (3.60) следует, что 1 зависит от значения тока 7i и U6.S транзисторов Т1 и Т2, основным источником нестабильности которых является изменение значения U6s при изменении температуры. Эта величина для кремниевых транзисторов составляет 2,5 mB/°Q [591. Из условия, что транзисторы Т1 и Т2 изготавливаются на одной подложке, следует Afe.si - АС/б.э2 = О, тогда

А/о = AI.R/Rs.

Рис. 3.11. Схема генератора тока, используемого в микроэлектронике (а), на комплементарных транзисторах (б), на одном транзисторе (в) и геие-- ратора импульсов тока (г)

При постоянстве тока /i схема (см. рис. 3.11, о) генерирует стабильный ток /о, т. е. она работоспособна при питании от генератора стабильного тока, для реализации которого необходима аналогичная схема.

Реальная схема питается от источника напряжения, ток /о в ией зависит от напряжения 6.3 транзистора Т1:

Rx + R,

(3.61)

Из выражения (3.61) следует, что стабильность тока h зависит от стабильности которая составляет 2,5 мВ/°С. Таким образом,

в реальной схеме изменение температуры ведет к изменению Ue. транзистора Т1, что изменяет ток h и приводит, в свою очередь, к изменению тока /(,. Поэтому в [59, 64] указывается, что стабильность тока /о тем выше, чем выше значения сопротивлений резисторов R1, R2, R3.

Из схемы (см. рис. 3.11, а) следует, что для генерации стабильного тока необходимо добиться стабильности напряжения И, приложенного к токозадающему резисгору R3. Это достигнуто в схеме, приведенной на рис. 3.11,6. В ней для стабилизации напряжения Ип соответственно тока используется транзистор Т1 обратной проводимости транзистору Т2. База этого транзистора подключена к источнику напряжения, образованному резистивным делителем, прецизионным стабилитроном, или подключена к отдельному стабилизированному источнику питания. В такой схеме

C/i Ч- э1 -

(3.62)

где f/x-f t/e.si-t/e.-f/o-npH использовании комплементарных транзисторов, Ибз которых и стабильность (Убэ одинаковы, 1 зависит только от стабильности напряжения источника i/i, подключенного к базе транзистора Т1:

u- + ДУб 3, - , - -:

(3.63)

Практически в схеме (см. рис. 3.11, б) = (Ух, и ток Д можно задавать напряжением и:

/о = VJR.

Проводилось испытание схем, приведенных на рис. 3.11, а, б, и сравнивались значения стабильностей тока этих схем и схемы на одном транзисторе (рис. 3.11, в), в которой отсутствуют меры стабилизации тока. При испытаниях использовались транзисторы из транзисторных сборок микросхем серии К198 (К198 НТ1 и К198 НТ5). В схеме (см. рис. 3.11, а) применялись транзисторы в одном корпусе, а в схеме (см. рис. 3.11, б) - в разных корпусах. В испытуемых схемах /о = 10 мА. Среднеквадратичное отклонение сравниваемых схем составляет: схема (см. рис. 3.11, а) - 1 мВ/°С; схема (см. рис. 3.11, б) - 0,2 мВ/°С; схема (см. рис. 3.11, в) - 2,5 мВЛС.

Таким образом, схема (см. рис. 3.11, б) в пять раз "эффективнее схемы (см. рис. 3.11, а). Среднеквадратичное отклонение схемы (см. рис. 3.11, в) составляет 2,5 мВ/°С, что соответствует значению ДУбэ кремниевых транзисторов [64]

Рассмотренная схема (см. рис. 3.11, б) позволяет формировать импульсы стабильного тока. С этой целью в базу транзистора Т2 подаются импульсы амплитудой выше -f IIбм- Напряжение амплитуды импульса, превышающее это значение, ответвляется в транзистор Т/, а напряжение амплитуды импульсов на резисторе Ra,

t/o = г/бэ1- (/6.32.

Одна из схем генератора стабильных импульсов тока приведена на рис. 3.11, г. Она является модификацией схемы логического элемента со сложным инвертором [64]. Стабильность амплитуды импульса тока в ней обеспечивается транзисторами Т2 и ТЗ, а стабильность длительности фронтов - схемой на логическом элементе Э1 и тран-

зисторе Т1, в которой транзистор Т2 включен по схеме с общей базой, отличающейся высокой стабильностью передаточных характеристик.

Таким образом, схему (см. рис. 3.11, г) благодаря высокой стабильности выходного тока и возможности формирования высокостабильных импульсов тока можно применить в качестве источника фиксированных токов во всех схемах, где необходима особо высокая их стабильность.

3.8. Импульсная фильтрация сигналов периферийных измерительных устройств

Разрешающую способность периферийных измерительных устройств неформально можно определить как минимальное расстояние между двумя точками на подвижном модулирующем элементе, совмещение которых с линией считывания вызывает изменение выходных сигналов К.Э на величину Ае, достаточную для переключения импульсного компаратора из одного устойчивого состояния в другое с вероятностью р.

Причиной возникновения ошибок переключения (отсутствия переключения при перемещении на величину Ах) являются случайные помехи типа «белого» шума, подчиняющиеся нормальному закону распределения амплитуд с нулевым средним значением. С учетом шумов вольт-метрическая характеристика КЭ показана на рис. 3.12. Точкам А, Б на оси X соответствует множество мгновенных значений напряжения вследствие сложения амплитудных значений считанных сигналов с мгновенными значениями напряжения помехи. На рис. 3.12, б показаны временные зависимости напряжения на входе импульсного компаратора. Импульсные сигналы ei и представлены постоянными уровнями, которые отражают постоянство амплитудных значений для моментов стробирования. Суммарный сигнал-шум воздействует на вход ИК с идеальной пороговой характеристикой (рис. 3.12, в). Идеализация характеристики ИК г/вь,хк= Мвхк) обоснована тем, что АеЛ:„» > Ае, где/Си - коэффициент усиления предварительного усилителя. Согласно теории потенциальной помехоустойчивости Котельникова [30] пороговое напряжение на входе ИК, которое обеспечивает минимальный уровень ошибок при нормальном законе распределения плотности вероятности помехи

(Ушк и {7шк - соответственно мгновенное и действующее напряжение шумов на входе ИК), должно составить 11„ =

Вероятность ошибки р, которая заключается в том, что устройство в состоянии А будет выдавать код, соответствующий нулевому состоянию компаратора, а в состоянии Б - единичному,

(3 64)

р = [1 ф(2)].

Рис. 3.12. Различение компаратором:

о -ВМХ. приведенная ко осциллограммы сигналов и плотности вероятности пол характеристик ИК

импульсным

где функция ошибок

причем Z = AeJ2Ua« - пик-фактор на входе ИК.

Выразив Ак через крутизну преобразования S = = Ае/Ал: с учетом равенств Ае„ = /СмАб, Uu,k =KuUu., получим Ах = 2ZUJS, где Uux - действующее напряжение шумов, приведенное ко входу компаратора. Пикфактор, действующий на выходе КЭ,

Z = Ae/2U. (3.65)

С учетом того что уровень шумов определяется флуктуационными процессами в транзисторе, повлиять на которые при нормальной температуре практически невозможно, эффективный метод улучшения разрешающей способности заключается в уменьшении допустимого значения пикфактора без уменьшения надежности, т. е. без увеличения вероятности ошибок р.

Формула (3.64) устанавливает зависимость porZ для режима однократного считывания. Если при каждом считывании сигнала Ci или eg выдавать результат обработки с выхода ИК, то ошибочные результаты будут следовать со средней частотой Рош = pF, где F - частота возбуждения КЭ. Однако выдавать результаты кодирования с частотой Fb нет необходимости, поскольку функция перемещения х (i) низкочастотна. В связи с этим появляется возможность обработки результатов многократных считываний на интервале времени Т = 1/2вх, где Fax- высшая частота в спектре сигналах (t). В этом случае ошибкой кодирования будем считать положительный или отрицательный результат обработки.

Предположим, что результаты однократных считываний обрабатываются по модели независимых испытаний Бернулли [65]. Вероятностью ошибки будем считать вероятность события, состоящего в том, что из n однократных считываний количество ошибочных т> /г/2. Указанный алгоритм совпадает с известным алгоритмом принятия решения по большинству результатов считывания на интервале времени пТв. Мажоритарный принцип обработки выбран по той причине, что он допускает весьма простую реализацию на интегральных микросхемах (рис. 3.13). Схема обработки является своеобразным импульсным фильтром Она работает следующим образом. Генератор импульсов ГИ задает частоту опроса КЭ F, составляющую несколько мегагерц. Считанные сигналы формирователем Фв через предварительный усилитель У поступают на импульсный компаратор ИК.. Предварительный усилитель является основным источником аддитивных помех. В.ходные

Рис. 3.13. Схема дискретного импульсного фильтра

сигналы порогового элемента сравниваются с пороговым уровнем, который может принимать дискретные значения с шагом АеКи- В режиме работы устройства с минимальным шагом дискретизации Ах входной непрерывной величины X (/) каждому интервалу дискретизации соответствует хотя бы одна точка А, вероятность ошибочного считывания в которой не превышает заданной величины р.

Допустим, что линия считывания КЭ совпадает с точкой А. Если сигнал едостаточно близок к порогу срабатывания ИК, то вероятность его переключения в состояние «О» будет превышать р. Каждое ложное срабатывание ИК фиксируется поступлением единицы на Счетчик «О». Единичные срабатывания ИК регистрируются Счетчиком «1». Суммарное количество «С>» и «/» задает счетчик п с коэффициентом пересчета п = 2"Ф (Пф - количество двоичных разрядов в счетчике п). Если за п тактовых импульсов РИ количество «/» больше или равно п/2, то в п-м такте на выходе Счетчика «7» и соответствующей схемы «Я» появится разрешающий потенциал и схема зафиксирует отсутствие ошибки, несмотря на вероятность появления «О» на выходе ИК, значительно выше заданной. Схемой рис. 3.13 ошибочное считывание фиксируется в случае, если количество считанных «Л превысит п/2. Следовательно, импульсный фильтр способен снизить вероятность ошибок р на выходе ИК до заданной величины р„ на выходе схемы «Я».

Эффективность работы импульсного фильтра, следовательно, можно оценить зависимостью р„ = f (р) при различных Пф. Пользуясь формулой (3.64), от р при данном уО„, легко перейти к Z и, таким образом, оценить влияние длины фильтра на чувствительность схемы различения сигналов.

Поскольку период работы РИ больше интервала корреляции флук-туанионного процесса [26], то можно считать воздействия сигналов v помех в соседних тактах работы генератора независимыми событиями, для которых справедлива схема последовательных испытаний Бернулли.

Непосредственно по формул.е Бернулли [65] находим вероятност! события, состоящего в том, что в п испытаниях ложное считывани( будет получено меньше, чем в п/2 случаях, или же, что количество правильных считываний будет больше или равно п/2. Следовательно, легко найти вероятность противоположного события q 1 - Рв-

(3.61

Формула (3.66) справедлива для любых pan. Однако при больших п вычисления на ЭВМ легко могут привести к накоплению ошибок округления и неверному результату вычисления. Поэтому для п > 8