торы Tl и Т2 идентичны, а суммарный эмиттерный ток их выбран равным /„ то напряжение в статике на конденсаторах С1 и С2

и,г==и,, = -1- = (и-а-)я, (3.35)

е разрядных резисторов R1 и R2. При этом усло-

где/? -conpOTt вии

Если иа вход фильтра поступает сигнал, то изменяются коллекторные токи транзисторов TJ и Т2, что приводит к изменению напряжения на накопительных конденсаторах. Это изменение напряжения передается истоковыми повторителями на транзисторах Т5 и Т6 на выход фильтра.

Рассмотрим частотную характеристику фильтра на основе УНЗ. При этом на вход фильтра поступает гармонический сигнал Ui (йз) = UmS", а на выходе действует сигнал (<»). Коэффициент передачи по напряжению схемы К (ш) = {(i>)/Ui (со). Напряжению U-i (со) соответствует ток эмиттера транзисторов Т1 и Т2 /з = Ui (со)/ 2л„ где - сопротивление эмиттерного перехода, г, = 2ф, о; - тепловой потенциал. Поэтому

(3-37)

Ток эмиттера передается в коллектор с коэффициентом передачи а (со), следовательно,

« (со) У.

i) = (/i(co)-

(8.38)

Поскольку коллекторная цепь транзисторов Т1 и Т2 ъ активном режиме представляет собой генератор тока, нагруженный иа емкость конденсаторов С/, С2, параллельно включенные активные сопротивления коллекторов транзисторов Т1 и Т2 г, разрядные резисторы R, а также входное сопротивление истоковых повторителей г, то, представив параллельно включенные транзисторы эквивалентным сопротивлением Rs = rl R I r„, получим выражение, определяющее напряжение на накопительных конденсаторах и, следовательно, иа выхаде схемы:

Подставив в это выражение ранее полученное значение Iku (и), запишем

2(«) = i((«)a(co)-

При условиях /? < Гк < г„ и RC = найдем коэффициент пе-

редачи схемы на низких частотах

который можег регулироваться в широких пределах выбором значе-

/ттныа фильтр на основе УНЗ работает в режиме номинальных токов усилительных транзисторов. Поэтому его верхний диапазон частот ограничен предельной частотой усиления транзисторов. Верхний диапазон рабочих частот активного фильтра определим, полагая высшую рабочую частоту равной частоте единичного усиления, т. е, К (ы) = 1. 2 (<»)/(1 (<») = 1- Нри этом условии

Расчетное значение высшей рабочей частоты фильтра практически можно реализовать в случае использования транзисторов с граничной частотой передачи тока эмиттера = f.

В /?С-фильтре на УНЗ дополнительный фазовый сдвиг устранен благодаря включению накопительного конденсатора параллельно емкости Ск коллектора усилительного транзистора и, следовательно, использования ее в качестве накопительной. Фазовый сдвиг, вносимый частотной зависимостью коэффициента передачи тока транзистора а (со) от частоты, мал, поскольку постоянная времени быстродействующих транзисторов не превышает нескольких десятков пикосекунд. Полосу нижних частот фильтра на УНЗ можно легко сдвинуть в сторону низких частот включением дополнительных конденсаторов между коллектором усилительного транзистора и шиной нулевого потенциала, а также увеличением сопротивления разрядных резисторов. Таким образом, УНЗ существенно расширяет верхний диапазон рабочих частот активных /?С-фильтров и выполняет операцию аналогового интегрирования на частотах, ограниченных лишь предельной частотой передачи тока эмиттера биполярных транзисторов fa. УНЗ позволяет на несколько порядков повысить частотный диапазон активных фильтров по сравнению с фильтрами на операционных усилителях. В связи с высокой рабочей частотой активных фильтров на основе УНЗ их можно использовать для обработки высокочастотных сигналов (сигналы волоконно-оптических линий связи, сигналы с датчиков систем управления, видеосигналы) в реальном времени. Широкополосные фильтры на основе УНЗ пригодны для твердотельного изготовления, так как не содержат элементов, которые невозможно изготовить в БИС и СБИС и которые имеют значительные габариты.

3.5. Синхронный фильтр

Несмотря на исключительно высокие скоростные возможности описанной выше схемы интегратора, ее использование в функциональных схемах УЦК координат без дополнительных мер по стабилизации рабочих параметров затруднено.

Во-первых, при использовании УНЗ в качестве схемы интегрирования отсчетов на интервале дискретизации, т. е. фильтра второго порядка, необходимо стабилизировать схемы по начальному уровню входного напряжения, что эквивалентно заданию нулевых начальных условий

интегрирования в условиях раЗ броса параметров схемы, неодинаковых значений зарядных емкостей в плечах интегратора, различных зарядных токов и т. п.

Во-вторых, в интеграторе необходимо устранить дрейф нуля вследствие флуктуации токов эмиттера входных транзисторов, а также временного дрейфа параметров кодирующих элементов УЦК координат. Для этого целесообразно ввести в цепь усиления глубокую отрицательную обратную связь на сверхнизких частотах, причем в качестве схемы обратной связи необходимо использовать фильтр второго порядка для устранения завала частотной характеристики на нижних частотах.

Указанные задачи можно выполнить, располагая высокочувствительным синхронным фильтром с малым временем стробирования. Коэффициент усиления обычного синхронного фильтра в виде строби-руемой дифференциальной пары транзисторов, нагруженных на накопительную емкость и резистор имеет вид

ровного фильтра

(3.43)

где Т - период стробирования; 4тр = уТ; Е - напряжение питания; а - коэффицр елт передачи транзистора по току; qp - теплоюй потенциал.

Из приведенной формулы непосредственно следует, что коэффициент усиления уменьшается при уменьшении длительности строба и при увеличении постоянной времени хранения накопленных значений \. Указанное противоречие разрешимо синхронным фильтром на основе УНЗ, в котором совмещены моменты стробирования и заряда накопительных емкостей (рис. 3.9).

Входной сигнал в виде разности напряжений At/вх, приложенных между входами 5 и и шиной нулевого потенциала, воздействует на базы усилительных транзисторов 1 н2. Если ЛгУвх = О, то на/выходе схемы 12 устанавливается выходное напряжение, примерно равное половине напряжения питания Е на шине 9, а коллекторный ток транзистора 2 равен коллекторному току транзистора 17. При Л(Увх ф О баланс коллекторных токов транзисторов 2 и /7 будет устанавливаться при отличных от EI2 значениях выходного напряжения. Требуемый статический режим схемы обеспечивается следующим образом. Под воздействием выходного напряжения генератора стробирующих импульсов 22 ключи 7 к 19 замыкаются с периодом Т на время t. Если транзисторы / и 2 идентичны, то ток /о генератора распределяется между транзисторами поровну. С учетом того что истоковый по-

вторитель на полевом транзисторе передает найряжение на накопительном конденсаторе 10 на выход 12 без ослабления, а напряжение на-стабилитроне 14 равно U„, найдем условие равенства коллекторных токов транзисторов 2, 17 в моменты замыкания ключей 7, 19:

Приняв и„ = Е/4, найдем значение R, при котором обеспечивается требуемый статический режим

(3.45)

J,дg сопротивление резистора 21. Величина тока дополнительного генератора 20 выбирается из условия IiRi > Е/2 {Ri - сопротивление резистора 18).

Найдем изменение напряжения на накопительном конденсаторе 10 за время действия одного стробирующего импульса при At/вх 0. В зависимости от значения напряжения AUbx ток /, генератора 8 перераспределяется между транзисторами / и 2 неодинаково. Входное напряжение вызывает изменение тока коллектора транзистора 2 по сравнению со статическим режимом на значение А/к = А(7вх С учетом того что сопротивление эмиттера транзистора Tg = 2(pi o, получим д/ = Д(Увха/о/4фт. Если емкость накопительного конденсатора 10 равна Ск, то изменение коллекторного напряжения за время 4тр длительности строба AU = 1/вха/о<стр/4фтС„. Величина AU будет передана через истоковый повторитель на транзисторе и стабилитрон 14 на базу транзистора 15, работающего в режиме ограничения импульсного напряжения, и будет приложена к базе транзистора 17 в виде импульса с линейно нарастающим фронтом длительности <стр и амплитудой AV. Указанный импульс напряжения на базе транзистора 17 вызывает изменение тока коллектора амплитудой А1 ~ At/a ? с линейно нарастающим фронтом. Изменение напряжения на накопительной емкости, вызванное током А/к1, А/к1 = А(Ука<стр/2/?С„. Поскольку ток А/„ разряжает накопительный конденсатор, а A/ki заряжает, то изменение напряжения на выходе схемы

Ai/к вых = А(/к - Ai/Ki = А (/в.

(3.46)

С учетом величины R, определяемой по формуле (3.45), находим

А.-А.-(.-). (3.47)

синхронном фильтре приращение напряжения на накопительной емкости на интервале однократного стробирования

обычно мало, т. е. -фициент усиления схемы

-Е, то А г/к.,

(3.48)

Из формулы (3.48) следует, что коэффициент усиления определяется значением рабочего тока транзисторов /, 2 и не зависит от по-стоянкой времени разряда накопительной емкости на интервале 1. В описанной схеме накопительная емкость на интервале времени между импульсами строба нагружена на коллекторное сопротивление Гк.о запертых транзисторов 2, 17 и входное сопротивление полевого тран-зистора значением которого можно пренебречь по сравнению с параллельно включенными сопротивлениями транзисторов 2 и 17. Поэтому постоянная времени цепи разряда накопительной емкости х =

= Гк.оСк/2.

3.6. Програ;

pyei

для коммутационных сред

Программируемым приемником сигналов называют устройство для измерения энергии сигнала с программируемой чувствительностью. Путем программирования обеспечивается избирательность приемника к сигналам заданной формы. Задача программирования чувствительности решается для приемников, работающих в коммутационных средах. Они состоят из множества передатчиков и приемников информации, передающих и принимающих информационные сообщения одновременно. При этом сигнал-переносчик сообщения, адресованный выбранному приемнику, имеет не только информационный признак, модулируемый сообщением, но и множество адресных признаков, программируемых при формировании сигнала передатчиком и при приеме. Совпадение программируемых адресных признаков позволяет обеспечить требуемую чувствительность приемника к адресуемому сигналу. Но приемник должен обеспечить высокую помехоустойчивость не только к неадресованным ему сигналам, но и к помехам коммутационной среды. Поэтому основным параметром эффективности программируемых приемников для коммутационных сред является помехоустойчивость. Коммутационная среда характеризуется тремя видами помех: спектральной плотностью шумов в низкочастотной части спектра, включая дрейфовые процессы в самом приемнике; спектральной плотностью узкополосных помех от гармонических процессов; импульсными помехами.

Из теории различения сигналов следует оптимальный алгоритм их обработки, который заключается в вычислении скалярного произведения входного sl (t) и эталонного (программируемого) s, (/) сигна-

a(f) =

(3.49)

где /, - момент поступления на вход приемника программируемого сигнала S, (0: - длительность сигнала S3 (0; - нормализующий коэффициент, равный энергии эталонного сигнала.

На множество адресованных данному приемнику входных сигналов sl (О, отличающихся от эталонного (О только величиной модулированного сообщением информационного параметра, выражение (.4У)

принимает значения -1 < а (/)< 1. На множестве сигналов отличающихся адресными признаками, и на множестве помех произвольного вида а (tl) = 0. Помехоустойчивость приемника будем характеризовать значением входного напряжения при воздействии помех. Для оценки помехоустойчивости уточним форму входного и эталонного сигналов. Входной и эталонный сигналы представим состоящими из n идентичных по форме элементов sm и s, например в виде прямоугольных импульсов малой по сравнению с т длительностью т„, отличающихся полярностью ь„ = ±1. Элементы sc„ принимаемого сигнала отличаются от элементов S,„ эталонного сигнала тем, что первые модулированы сообщением по одному из информационных признаков, например по амплитуде. При таком представлении сигналов интеграл (3.49) выражается суммой

a(t) =

(3.50)

В качестве адресных признаков сигналов st (t) и s, (t) часто ис-пользунуг кодовую последовательность fo„ из элементов, а также временное положение импульсов S,- (i) и Sj (t) длительностью Ти на временном интервале Т. Адресная информация применяется для программирования формы эталонного сигнала. Непересекающиеся множества адресных признаков используются для обеспечения избирательности множества приемников коммутационной среды.

Элементы sn эталонного сигнала взаимодействуют не только с элементами S,„ сигнала, но и с мгновенными значениями помехи 5ц, на интервале t„ существования эталонного сигнала. На множестве n интервалов Тц Sm принимают положительные {su, = 1) или отрицательные (S[u = -1) значения. Результат вычисления суммы (3.50) при взаимодействии элементов s с элементами эталонного сигнала зависит не только от формы помехи на интервале Т, но и от кодовой последовательности Ь„. Таким образом, формулу (3.50) можно использовать для оценки помехоустойчивости приемников.

Известные программируемые приемники сигналов для коммутационных сред работают на принципе частичного разделения каналов [62]. Их работа описывается скалярным произведением функции входного сигнала и импульсного отклика. Следовательно, роль эталонного сигнала выполняет функция импульсного отклика резонаторных фильтров, обеспечивающих частотную, избирательность. Такие приемники программируются путем коммутации резонаторных цепей, благодаря которым обеспечивается максимальная чувствительность в узкой полосе частот по сравнению с центральной частотой резонаторных цепей. Помехоустойчивость резонаторных приемников низка вследствие того, что в полосу рабочих частот приемника попадают спектральные составляющие гармонических и импульсных помех.

Программируемые приемники сигналов на основе синхронных фильтров представляют собой ключи, коммутирующие элементы сигнала на накопительную емкость В качестве усилительного элемента синхронных фильтров используется ОУ 163] Вследствие конечного сопротивления ключей и большого значения накопительной емкости по

8 1-243 ИЗ