Статический режим схемы характеризуется напряжением t/o на коллекторе транзистора Г при отсутсгвии входного сигнала = о и током эмиттера ho, который задан генератором тока. Исходя из условия максимального динамического диапазона каскада, следует принять Uk.o = Е/2, где Е - напряжение питания. Величина t/к.о однозначно определяет h.o:

- = -(-;--щг)

где а - коэффициент передачи тока эмиттера в статике.

Задаваясь диапазоном изменения ho от нуля до /smax в формуле (3.21), находим диапазон возможных значений внешнего резистора

= /?„ при /э.о = О,

(3.22)

(3.21)

- при /эо = hr

В режиме усиления переменный сигнал поступает с генератора напряжения на базу транзистора и через разделительный конденсатор большой емкости Ср на эмиттер. Пренебрегая падением напряжения на сопротивлении базы, получаем выходное напря.жение схемы

ии . (3.23)

1 + /0)У?кСк

где а - коэффициент передачи переменного тока эмиттера; - тепловой потенциал; R = RM{Rh + rc)-Амплитудно-частотная характеристика

(3.24)

где а (/) - зависимость модуля коэффициента передачи тока эмиттера от частоты; = l/2nRc - граничная частота усиления каскада. Она связана со значением резистора r следующим образом:

(3.25)

где = 1/2яСк/?„ - собственная частота среза резистивного каскада при ra -

С учетом (3.21) и (3.25) найдем зависимость коэффициента усиления по напряжению на низких частотах Ко = < if) lB.orj<ft от частоты среза каскада:

Соответственно широкополосность каскада имеет вид F = Ko[i\]\f,-2f.

(3.26)

(3.27)

Из формул (3.26), (3.27) следует, что к

т усиления и широ-

кополосности резистивного каскада с последовательным питанием с уменьшением частоты среза уменьшается. Этот недостаток устраняется в ртссматриваемой ниже схеме резистивного каскада с параллельным пнгэнием (рис. 3.5, б). Она отличается от схемы, изображенной на рис. 3.5, а, только тем, что питание транзистора Г происходит от источника постоянного тока Is, значение которого выбирается таким, чтобы при заданных значениях сопротивления r и тока /90 напряжение на копекторе транзистора в статике (Уко не отличалось от напряжения на коллекторе в схеме (см. рис. 3.5, а), т. е. t/ко = Е/2. Это условие выполняется, если

1е = E/2R + aoh.o. (3.28)

Поскольку эквивалентные схемы для переменного тока резистивных каскадов с последовательным и параллельным питанием идентичны, то амплитудно-частотная характеристика описывается одним и тем же уравнением (3.24), но с другими значениями параметров. Прежде всего каскады отличаются собственной частотой среза поскольку в коллекторную цепь каскада с параллельным питанием дополнительно включены выходная емкость генератора тока Ср и его выходное сопротивление rr. Поэтому собственная частота среза схемы (см. рис. 3.5, б)

fK= l/2n/?;(C,+ Q, (3.29)

где /?„ = r,rar + г). а

(3.30)

Коэффициент усиления каскада

Koa{f)h.orjr, (3.31)

где r = rrj[jj jy Ко существенно отличается от Ко, поскольку /эо. как следует из формулы (3.28), не зависит от выбора и может быть принято = /эта». Поэтому

и соответственно

Ко-а if) hM,

f- г,-, «(/)/зз,

(3.32) (3.33)

поскольку

ииРЛСЛ-Сг). (3-34)

Важным следствием, вытекающим из формулы (3.33), является то, что частота единичного усиления резистивного каскада с параллельным -питанием не зависит от резистивной части нагрузки, а определяется частотными свойствами транзистора, которые описываются а (/) и его токовым режимом при заданной величине паразитных емкостей.

Поскольку частота среза рассматриваемых каскадов задается резистором то сравнение каскадов легко получить, анализируя зависимости коэффициентов усиления от r. Для численных расчетов примем Ск.п = 2,5 • 10 Ф, Скб = Ю"* Ф, С = 5 . 10" Ф,

Рис. 3.6. Зависимость коэффициентов усиления Ко, Ко, частот единичного усиления /i, / и частот среза /,., от коллекторного сопротивления для усилителя с последовательным питанием (сплошные линии) и усилителя с параллельным питанием (штрихпуиктирные линии)

Сг = 3,5 . Ф. г, = 5 X X 10* Ом, Гв, = 10* Ом, Гг =

= 2. 10* Ом. /этах = 5. Ю-А,

£ = 10 в.

Полагая = а (/), работу каскадов рассматриваем в частотной области существенно ниже граничной частоты усиления транзистора.

На рис. 3.6 приведены зависимости коэффициентов усиления Ко и Ко соответственно каскадов с последовательной и параллельной схемами питания от внешнего сопротивления в цепи коллектора /?<. (наклонной и вертикальной штриховкой показаны рабочие области интеграторов). Из сопоставительного анализа каскадов можно получить ряд следствий.

Параметры сравниваемых каскадов примерно равны при равных токах эмиттера и одинаковом сопротивлении R. Увеличение сопротивления каскада с последовательным питанием приводит к незначительному уменьшению /Со, если /?а меньше сопротивления нагрузки, и к уменьшению Ко До нуля при Rc « Rb ширина полосы работы интегратора также уменьшается до нуля.

Параметры каскада с параллельным питанием улучшаются при увеличении R и постоянном токе эмиттера. Это позволяет заключить, что внешнее сопротивление является паразитным для данного каскада. В связи с этим наибольший интерес представляет его характеристика при /?в = схэ.

Коэффициент усиления на низких частотах каскада с параллельным питанием на порядок выше максимального значения коэффициента усиления каскада с последовательным питанием. В связи с этим нижняя граница рабочих частот интегратора на порядок ниже. Описанная схема интегратора характеризуется параметрами Ко = 2720, /с = 940 • 10» Гц, f\ = 2,56 • 10» Гц, а базовая - параметрами Ко = 185, /а = 19,1 . 10» Гц, /i = 3,54 • 10». Значение широкополосности для сравниваемых каскадов f = 6,5 • 10, F = 7 • Заметим, что полосу рабочих частот интегратора можно легко сдвинуть в сторону низких частот включением дополнительной емкости между коллектором и шиной нулевого потенциала. Биполярный транзистор в предложенной схеме оказывается включенным на емкостную нагрузку и работает в режиме усилителя с накоплением заряда. Усилители с накоплением заряда позволяют на порядок улучшить частотный диапазон работы аналоговых интеграторов по сравнению сиитеграто-

рами на основе схемы последовательного питания. Однако непосредственное практическое использование схемы, изображенной на рис 3.5, б, при /?о == оо и больших Гвх невозможно вследствие большой чувствительности коллекторного напряжения в статике f/„.o к источникам тока /эо и 1е. Если обозначить разность токов А/ = - - /я, то зависимость (/«о от А/ будет иметь вид (/«.о = [/эо (1 - а) - А/]/?к. т е. для поддержания поется ютвэ (/«о требуется стабилизировать не только величины А/, а, но и R, которое существенно зависит от динамического коллекторного сопротивления

Практическая схема дифференциального усилителя с параллельным питанием, в которой R отсутствует, приведена на рис. 3.7. Работа схемы в режиме усиления переменного сигнала не отличается от работы схемы, изображенной на рис. 3.5, б. Для стабилизации статики питание усилительных транзисторов Т1 и Т2 осуществляется от управляемого генератора тока /я, задающего эмиттерные токи дополнительных транзисторов ТЗ, Т4. От внешней нагрузки транзисторы Т1 и Т2 развязаны истоковыми повторителями на транзисторах Т5, Т6, стоки которых объединены и через резистор ос подключены к источнику питания. Напряжение на резисторе /?о.с пропорционально сумме напряжений и ко транзисторов Т1, Т2. Поэтому оно используется в качестве сигнала обратной связи по постоянному току цепи стабилизации напряжения Uk.o- Напряжение, снимаемое с сопротивления Ro.c, сравнивается схемой вычитания с опорным сигналом (/«п и +£

5 5 т

Рис. 3.7. Аналоговый i

; накопленвем заряда

век действует на управляемый источник тока /я. Требуемая величина ».о обесгечивается соответствующим выбором Таким образом, широкополосный интегратор на основе усилителя с накоплением заряда работоспособен в режиме номинальных рабочих токов транзисторов, а полоса рабочих частот приближается к их граничной частоте усиления.

3.4. АКТИ1

> на основе усилителей

с накоплением заряда

Повышение качества и эффективности электронной аппаратуры обеспечивается посредством цифровой обработки сигналов. Этому способствуют создание завершенной в своей алгоритмической части теории цифровых фильтров и непрерывное совершенствование технологии БИС. Однако область применения цифровых средств обработки аналоговых сигналов в реальном времени ограничена звуковым диапазоном частот. Это обусловлено тем, что на обработку одного отсчета аналогового сигнала требуется выполнить тысячи переключений двоичных элементов. Поэтому частота дискретизации при цифровой обработке недостаточна для построения приемников видеосигналов, сигналов с волоконно-оптических линий связи, датчиков систем управления. В связи с этим функции выделения сигналов с полосой частот, ограниченной скоростными возможностями сигнальных процессоров, возлагаются на аналоговую часть системы обработки сигналов.

Тенденция к микроминиатюризации радиоэлектронной аппаратуры в очень острой форме ставит вопрос о путях совершенствования селективных устройств. Уменьшение габаритов LC-фильтров ограничено тем, что добротность катушек индуктивности падает с уменьшением их размеров. Выбирая значение нагрузочного сопротивления LC-фильт-ра, можно уменьшить индуктивность, но при этом во столько же раз необходимо увеличить значение емкости, что не ведет к уменьшению габаритов. Проблема решается посредством применения активных /?С-фильтров, которые выполняются на основе интеграторов в виде микромодульной конструкции или интегральной схемы. В известных схемах активных /?С-фильтров в качестве усилительного элемента используется интегральный операционный усилитель (ОУ). Параметры фильтра определяются пассивными /?С-компонентами, включенными ла входе и в цепи обратной связи ОУ. Частотная характеристика активных /?С-фильтров не превышает полосы частот ОУ, где коэффициент усиления достаточно велик. Поэтому она ограничена сотнями килогерц для современных скорректированных ОУ. В связи с этим проблема обработки высокочастотных сигналов в полосе частот выше 1 МГц в реальном времени остается нерешенной.

Новые возможности увеличения рабочих частот и добротности активных /?С-фильтров открывают УНЗ [61]. Они характеризуются большой постоянной времени наряду с высоким коэффициентом усиления,

Верхний диапазон рабочих частот активных /?С-фильтров, содержащих ОУ, ограничен фазовыми искажениями, вносимыми ОУ, которые вызваны ограничением полосы пропускания усилителя обратной связи вследствие шунтирующего действия паразитной емкости тран-

зисторов на нагрузочное сопротивление ОУ. В ;?С-фильтре на УНЗ увеличение верхнего диапазона рабочих частот достигается в результате применения биполярных транзисторов, включенных по схеме усилителя, для которой характерно накопление заряда на конденсаторах, подключенных к коллекторам транзисторов. По сравнению с режимом рассеивания энергии на нагрузочном сопротивлении R, характерном для резистивных усилителей, в режиме накопления заряда паразитные емкости коллекторов транзисторов включены параллельно накопительным конденсаторам и не влияют на работу усилителя.

В ;?С-фильтре на УНЗ модулируемый входным сигналом ток эмиттера усилительного транзистора, работающего в активном режиме, разряжает накопительный конденсатор, подключенный к коллектору, а заряд конденсатора осуществляется генератором тока, включенным между источником коллекторного питания и коллектором усилительного транзистора. Постоянная времени фильтра задается значениями емкости конденсатора и резистором, включенным параллельно этому конденсатору. Увеличение быстродействия фильтра на УНЗ достигнуто в результате исключения ОУ как основного источника паразитного фазового сдвига и обеспечения выполнения операции интегрирования входного сигнала. Усилительные транзисторы на УНЗ вместо функции усиления напряжения выполняют функцию преобразования напряжения входного сигнала в пропорциональный ему ток. Управляемый генератор тока в виде коллекторного перехода транзистора нагружен на параллельную /?С-цепь, состоящую из конденсатора и резистора. При этом выполняется функция интегрирования входного сигнала.

Однако если нагрузить выход транзистора на /?С-цепь, то коэффициент усиления на низких и высоких частотах окажется малым. Увеличение коэффициента усиления и расширение полосы частот достигнуто в результате применения неуправляемого генератора тока в коллекторной цепи усилительных транзисторов, нагруженного на параллельно соединенные конденсатор и разрядный резистор.

Принципиальная схема активного /?С-фильтра второго порядка приведена на рис. 3.8 Все транзисторы схемы находятся в активном режиме. Ток усилительных транзисторов Т1 и Т2 задается генератором тока ГТ7. Коллекторный ток транзисторов Т1 и Т2 разряжает конденсаторы С1 иС2, напряжение на которых при отсутствии сигнала на входе фильтра определяется токами генератора ГГ на дополнительных транзисторах ТЗ, Г4 и сопротивлением разрядных резисторов R1, R2. Это напряжение выбирается равным половине коллекторного напряжения питания усилительных транзисторов Г/ и Г2, Еслнтранзис-