полнению операции скалярного произведения входных функций. Поэтому УНЗ может использоваться для построения высокочастотных схем функциональной электроники: широкополосных усилителей им пульсных и непрерывных сигналов, схем выборки и запоминания интеграторов, аналого-цифровых преобразователей, дискретно-аналоговых фильтров, аналоговых сумматоров и перемножителей функций.

Однако, несмотря на широкие функциональные возможности и исключительно высокие скоростные данные, схеме УНЗ, как и всем транзисторным усилителям, присущи искажения параметров при неидентичности комплектующих изделий, температурных воздействиях, временных изменениях характеристик и при воздействии внутренних и внешних шумов. Все эти искажения снижают основные точностные характеристики усилителя: чувствительность, коэффициент усиления, дрейф нуля и др. Поэтому использование УНЗ в схемах обработки сигналов без дополнительных мер по стабилизации рабочих параметров схемы затруднено. С этой целью необходимо стабилизировать схему по начальному уровню входного напряжения сигнала, что эквивалентно заданию нулевых начальных условий при разбросе параметров схемы, неодинаковых величинах емкостей накопительных конденсаторов в плечах УНЗ, различных зарядных токах и т. п. Необходимо устранить дрейф нуля вследствие флуктуации токов эмиттера усилительных транзисторов, а также временной дрейф параметров УНЗ, предусмотреть схему шумоподавления, поскольку напряжение внутренних и внешних шумов УНЗ ограничивает его чувствительность и не позволяет усиливать сколь угодно слабые сигналы.

Вид частотной характеристики шумоподавления зависит от частотной характеристики источника шумов. Наибольшую спектральную плотность имеют низкочастотные шумы, расположенные в частотном диапазоне от сотен герц до инфранизких частот. Шумы этого вида называются дрейфовыми. По характеру случайного процесса различают температурный и временной дрейфы. Поэтому применение схемы шумоподавления обеспечивает также температурную и временную стабильность УНЗ. Подавление временного дрейфа оказывает также положительное влияние на повторяемость и надежность схемы

Для подавления низкочастотных шумов вводится глубокая отрицательная обратная связь на сверхнизких частотах, причем в качестве схемы обратной связи используется УНЗ, выполняющий функции синхронного фильтра с аналоговым выходом и малым временем стробирования. УНЗ представляет собой широкополосный канал передачи амплитудно-модулированных импульсных сигналов, в котором практически отсутствует накопление энергии. Поскольку в каждом такте работы УНЗ заряд накопительных конденсаторов устанавливается в исходное состояние, то сигналы, передаваемые в смежных тактах, не взаимодействуют. Это позволяет выполнить временное разделение канала передачи на два, по одному из которых передаются сигналы и шумы, а по другому - только шумы. Способ шумоподавления низкочастотных шумов заключается в усилении шумов, их накоплении на синхронном фильтре в каждом четном такте и вычитании выходного напряже-

Рис. 3.4. Схема шу1

ния фильтра из действующего в нечетных тактах суммарного нанря/ле-ния сигналов и шумов.

Схема шумоподавления (рис. 3.4) работает следующим образом. Ключ К замыкается импульсным напряженем в нечетные такты и возбуждает дифференцирующую цепь (например, мост). Синфазная составляющая дифференцирующей цепи устраняется дифференциальной парой усилительных транзисторов УНЗ, а полезный сигнал усиливается. УНЗ стробируется и устанавливается в исходное состояние импульсом напряжения t/j в каждом такте. Выходное напряжение УНЗ усиливается широкополосным линейным усилителем (У) и поступает на синхронный фильтр (СФ) со стробируемым входом. На СФ подаются также управляющие импульсы напряжения t/,, открывающие вход фильтра в каждом четном такте, когда ключ К разомкнут, а по сигналу t/a в УНЗ заносится напряжение шумов на входе. Выходное напряжение СФ поступает на схему вычитания с выходными сигналами дифференцирующей цепи.

Анализ схемы шумоподавления проведен без учета запаздывания в цепи обратной связи, так как схема предназначена для подавления низкочастотных помех, период которых значительно превышает период стробирования СФ. Для четного такта входное и выходное напряжение УНЗ определяется по формулам

t/Bx= t/u, -t/oc, (3.16)

(3.17)

где t/ц, - мгновенное значение напряжения шумов, при

ное ко

входу УНЗ; t/o.c - напряжение на выходе схемы обратной связи; Кх - коэффициент усиления УНЗ.

Напряжение схемы обратной связи на входе УНЗ рассчитывается так:

Vo с = (и.Жг ± г/ш.ф) К (О)) б, (3.18)

где Ki, /С (со) и б - соответственно коэффициенты усиления усилителя, СФ и ослабления схемы вычитания; (Уш ф - напряжение собственных шумов фильтра.

(3.19)

В результате подстановки (3.16) и (3.18) в (3.17) получим

Из этого следует, что определяет вклад шумов фильтра в выходное напряжение шумов, а коэффициент передачи фильтра К (со) задает частотную характеристику шумоподавления. Если Kt достаточно велик, то коэффициенг шумоподавления

/C.= 20lg

= -20lg[/C(to)6] [дБ].

(3.20)

Результаты испытаний схемы УНЗ показали, что временнсУй дрейф t/вых составляет 0,1 - 0,2 мкВ. Это соответствует значению менее 0,001 мкВ приведенного ко входу дрейфа, а температурный дрейф практически равен нулю Нагрев дифференциальной пары усилительных транзисторов до 100 °С, что соответствует максимально допустимой температуре окружающей среды микросхемы 198НТ1, вызывает изменение выходного напряжения УНЗ на 0,1 мкВ. Для сравнения измерялись аналогичные параметры операционного усилителя 140УД6. Приведенный ко входу временной дрейф составляет 10-15 мкВ, а температурный дрейф - 5-10 мкВГС, что на 3-4 порядка выше, чем у УНЗ.

На частотах от сотен герц до десятков мегагерц среднечастотные транзисторы имеют постоянную спектральную плотность шумов. Значение этих шумов определяется по формуле Найквиста [25] и при длительности строба 10 НС, что необходимо для усиления высокочастотных сигналов в УНЗ, составляет 25 мкВ. УНЗ для подавления высокочастотных шумов позволяет использовать метод накопления как один из самых сильных методов различения сигналов на фоне флуктуационных помех. В результате суммирования сигналов и помех их отношение возрастает в Уп раз, где п - число информационных опросов УНЗ [32]. Экспериментальное определение эффективности подавления высокочастотных шумов показало соответствие с расчетным значением.

Так как коэффициент усиления УНЗ пропорционален току усилительных транзисторов [1], то для управления генератором тока можно использовать коэффициент усклёния УНЗ. С этой целью на вход УНЗ в периодические моменты времени вместо информационного сигнала подается эталонное напряжение, которое усиливается УНЗ и заносится в синхронный фильтр обратной связи, сигнал на выходе котор го управляет величиной тока генератора. Таким образом осуществляется стабилизация коэффициента усиления УНЗ.

Описанные методы шумоподавления и стабилизации коэффициента усиления позволяют повысить основные точностные характеристики УНЗ, компенсировать температурный и временной дрейфы, устранить чесимметрию схемы из-за неидентичности комплектующих изделий и снизить уровни шумов в широком диапазоне частот.

Благодаря разнообразным функциональным возможностям, широкому диапазону усиливаемых частот и высоким точностным характеристикам УНЗ можно использовать как универсальный элемент адап-

тивных фронтальных процессоров, предназначенных для обработки сигналов, поступающих от первичных источников и преобразователей информации: датчиков, антенн, микрофонов, гидрофонов, фотоприем-ников и т. п.

3.3. Ширекепепесный интегратор

В настоящее время повышение эффективности и качества электронной аппаратуры обеспечивается в результате цифровой обработки и цифровой записи сигналов. Этому способствуют создание завершенной в своей алгоритмической части теории цифровых фильтров и непрерывное совершенствование технологии больших интегральных схем. Для цифровой техники характерны гарантированная точность и функциональная гибкость как следствие практически неограниченной точности вычислений и наличия быстродействующей памяти большой емкости для хранения данных и программ. Однако область применения цифровых средств обработки аналоговых сигналов в реальном времени оказалась ограниченной звуковым диапазоном частот. Это обусловлено тем, что на обработку одного отсчета аналогового сигнала требуется выполнять тысячи переключений двоичных элементов. Поэтому частота дискретизации при цифровой обработке недостаточна для построения приемников сигналов таких источников информации, как антенны, телевизионные камеры, электрические и волоконно-оптические линии связи, датчики систем управления.

В связи с этим функция выделения сигналов с полосой частот, ограниченной скоростными возможностями сигнальных процессоров, принадлежит аналоговой технике, более того, на нее возлагаются также дополнительные функции по дискретизации и квантованию аналоговых сигналов на входе сигнального процессора. Если аналоговая часть системы обработки сигналов выполнена традиционным способом, где превалируют LC-фильтры, то микроминиатюризация сигнального процессора существенно не влияет на технологические и весогабаритные характеристики аппаратуры. Для замены LC-фильтров широко применяются активные фильтры на основе интеграторов. Кроме того, интеграторы совместно с ключами используются для дискретизации и квантования аналоговых сигналов. Таким образом, интегратор оказался наиболее широко применяющимся базовым элементом при фронтальной обработке сигналовв цифровых системах.

Вследствие ограниченной частоты единичного усиления операционных усилителей, из которых строятся схемы интеграторов, оказалось проблематичным их применение для обработки видеосигналов и модулированных сигналов в радиотехнике и связи.

Для расширения области использования активных фильтров и увеличения быстродействия схем дискретизации и квантования аналоговых сигналов необходимо создать интегратор нового типа, полоса рабочих частот которого существенно не отличалась бы от полосы рабочих частот современных быстродействующих транзисторов.

Частотная характеристика интегратора К (со) == К/(1 - /шт) задается двумя независимыми параметрами: коэффициентом усиления К

и постоянной времени интегрирования т, а в качестве зависимых параметров частотной области применяют частоту среза = лт и частоту единичного усиления /i = KJt- Во временной области выходной сигнал интегратора при подаче на вход ступенчатого напряжения Е„

равен (Увых (f) = Е,КЛ ~ е~~). \

длительность вход-

ного прямоугольного импульса, передаваемого интегратором с единичным коэффициентом передачи, Tj = х Со. Амплитудно-частотная характеристика в режиме фиксированной длительности интегрирования %iA ((o).= sin со -1а> которой соответствует частота среза Д, « « - = O.SWo = "/Со/в « rt/i. Параметр /«. харакгери-

syerинтегратор в режиме дискретизатора в отношении частотного диапазона входных сигналов. Коэффициент усиления Kq связан с добротностью активных фильтров соотношением - уж 160], а частота среза /о ограничивает рабочий диапазон интегральных сигналов. Учитывая, что область рабочих частот активных фильтров расположена в интервале /е - h интеграторов, из которых они строятся, а добротность определяется коэффициентом усиления, то целесообразно в качестве обобщенной характеристики быстродействия интеграторов при-нятьВкоэффициент широкополосности Е = KJv

Известны два способа построения быстродействующих интеграторов. Наиболее распространенный из них основан на формировании посредством отрицательной обратной связи частотной характеристики с однополюсным спадом из плоской части от О до Д частотной характеристики многокаскадного усилителя с большим входным сопротивлением. В качестве такого усилителя обычно используется твердотельный операционный усилитель. Для получения большого входного сопротивления транзисторы первого каскада операционных усилителей работают в режиме малых эмитгерных токов. При этом растет постоянная времени эмиггерной цепи и уменьшается частота единичного усиления до десятков мегагерц. Альтернативный подход к проектированию широкополосных интеграторов, направленный на увеличение Л, заключается в использовании частотной характеристики резистивных транзисторных каскадов для частот выше т. е. на участке однополюсного спада в 6 дБ на октаву. При этом коэффициент усиления резистивного каскада по напряжению становится основным ограничивающим фактором, поскольку каскадирование исключается как метод увеличения Ко-

Наибольшее усиление по напряжению присуще каскаду с общим эмиттером (рис. 3.5, а). Принципиальные ограничения коэффициента усиления в этом каскаде связаны с режимом работы транзистора. Нагрузочный резистор /?в и усилительный транзистор образуют делитель напряжения питания Е. При увеличении растет коэффициент усиления, но при этом уменьшается ток смещения эмиттерного перехода, что приводит к уменьшению крутизны усиления транзистора и коэффициента усиления. Разрешить указанное противоречие удается в усилителях с накоплением заряда [1], в которых используется параллельная схема питания транзистора. Для дискретно-аналогового усили-

лельным пианиГ(б) "°""°«-"«ь>м питанием (а) „ с парал-

телы ОГО кгскйда схе-а параллелького питания строится на ключах, упрарляющих зарядом коллекторной емкости. Как показали результаты исследований, дискретно-аналоговый усилитель с накоплением заряда существенно превосходит по широкополосности резистивный каскад с последовательным питанием. В связи с этим представляет интерес сравнение по частотным характеристикам аналоговых усилительных схем с последовательным и параллельным питанием применительно к широкополосным интеграторам.

Нагрузку биполярного транзистора в активном режиме целесообразно рассматривать состоящей из трех компонент - емкостной и двух резистивных. Коллектор транзистора нагружен по переменному току на емк ость коллектор - подложка Ск.п. емкость коллектор - база Ск.б и емкость нагрузки последующего каскада С„. Поэтому емкость коллектора С« = Сп + Скб + <н- В общем случае активная на- , грузка усилительного каскада состоит из активной составляющей выходного сопротивления транзистора в активном режиме г, входного сопротивления последующего каскада Гвх и сопротивления внешнего резистора R, с помощью которого задаются частота среза усилительного каскада и, следовательно, полоса пропускания. На схеме резистивного усилительного каскада с последовательным питанием (рис. 3.5, а) параллельно включенные сопротивления и г,х представлены сопротивлением R„ = rjJir + Гвх).