Усиленное напряжение двухпроводной линии в поле, нормальном к плоскости витка,

вг = СооК. (2.53)

Восприимчивость схемы 2 в перпендикулярном поле определяется синфазной составляющей помехи на входе усилителя, равной eJKu, и противофазной, обусловленной неидентичностью линий в плечах усилителя. Учитывая, что синфазная составляющая помехи ослабляется дифференциальным усилителем в раз и линии в плечах усилителя отличаются по площади на AQ, получаем значение восприимчивости схемы 2

V2i = +

(2.54)

Так как линия 2 лежит в плоскости, совпадающей с горизонтальной составляющей поля, то Kg = 0.

В схеме 3 отсутствует синфазная составляющая помехи, а противофазная в обоих плечах складывается. Поэтому

Vai =2. Кз= = 0.

(2.55)

Схема 4 обеспечивает вычитание помех, наведенных в обеих половинах липни. Ее восприимчивость имеет вид

(2.56)

Несимметричная линия 5 чувствительна только к горизонтальной составляющей внешнего поля. Амплитуда напряжения на выходе усилителя, подключенного к схеме 5,

(2.57)

Коэффициент подавления помех горизонтальной составляющей поля

Vb= = d/a, Vsi = 0. (2.58)

Параллельное включение двух несимметричных линий (схема 6) позволяет уменьшить напряжение помехи горизонтальной составляющей на выходе дифференциального усилителя за счет ослабления синфазных напряжений:

-)- (2.59)

Параллельное включение двух несимметричных линий образует также горизонтальный виток, чувствительный к нормальной составляющей внешнего магнитного поля. Площадь этого витка Q = аЬ. Действие проводящей поверхности на горизонтальный виток выражается в ослаблении вертикальной составляющей магнитного поля, которое оценивается коэффициентом у. С учетом ослабления внешнего поля помехоустойчивость схемы 6 к вертикальной составляющей

Схема встречно включенных несимметричных линий 7 чувствительна только к горизонтальной составляющей, причем наведенные помехи складываются:

V7= = 2dla, V7i = 0. (2.60)

Схема 8 нечувствительна к горизонтальной составляющей внешнего поля. Коэффициент подавления помехи, вызванной нормальной составляющей,

Vsi = Y. V8= = 0. (2.61)

Параллельное включение на дифференциальный усилитель двухпроводных несимметричных линий 9 характеризуется чувствительностью к нормальной составляющей внешнего поля:

V9i = Y

, V9= = 0.

(2.62)

Последовательное включение двухпроводных несимметричных линий 10 образует горизонтальный виток площадью Q = 2аЬ. Восприимчивость схемы имеет вид

1101 == 2у. К,о= = 0. (2.63)

В схеме напряжение помехи, индуцированное нормальной к проводящей поверхности составляющей поля, имеет противоположную фазу на входах дифференциального усилителя Поэтому на его выходе помехи складываются. Коэффициент подавления помехи встречно включенными линиями

Viii = 2у, К,1= = 0 (2.64)

Среди двухпроводных линий лучшую помехоустойчивость имеют линии 2,я 4, а среди несимметричных - 6, 8 а 9. Чтобы продолжить сравнение указанных выше схем по восприимчивости, положим, что а = 1, 1/Y = KJ2, da, AQ/Q - ! („. Тогда V21 - Кбх = Vsi = -= 2/Ки, Vt = 8= = 0.

Таким образом, одинаковой восприимчитостью обладают схемы 2, 6 и 8. Восприимчивость схемы 4 характеризуется параметрами 14 1 = l/Ku, V4=. = О, а схема 9 - параметрами Kgi = 4/к1 V = 0. Восприимчивость схем 6 и 8 одинакова. Схему 6 целесообразно применять в несогласованном режиме, например, холостого хода со стороны усилителя и короткого замыкания на противоположном конце. Разделение съемной линии на две части способствует затуханию переходных процессов. Схему 8 целесообразно применять в согласованном режиме, так как согласующие сопротивления в этом случае совмещаются с входными сопротивлениями усилителя.

В связи с тем что в основу конструкции УЦК координат положен модульный принцип, реализующийся путем размещения на одной печатной плате матрицы КЭ совместно с управляющими схемами, длина съемных линий не превышает 1 м. Это позволяет исключить из рассмотрения влияние задержки на передачу сигналов, поскольку она мала по сравнению с длительностью считанных сигналов.

ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ЭЛЕКТРОННЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ

3.1. Усилитель с н

4ием заряда

Характерной особенностью применения транзисторов в режиме накопления заряда является использование емкости, подключенной к коллекторам транзисторов, в качестве элемента формирования выходного сигнала усилителя. Если в обычных усилителях с резистивной нагрузкой выходной сигнал формируется в результате рассеивания мощности на резисторе, включенном последовательно с коллектором транзистора, то в УНЗ сигнал формируется в результате разряда коллекторной емкости током коллектора транзистора, работающего в активном режиме. Изучим функциональные свойства транзисторов в режиме УНЗ.

Функциональные свойства биполярных транзисторов в режиме УНЗ целесообразно рассматривать при их парном включении (рис. 3.1). В исходном состоянии ключи ки К2, КЗ разомкнуты, а конденсаторы С1 и С2 разряжены. На интервале времени t, 4 (рис. 3.2) на ключи К1, К2 воздействует управляющее напряжение Ui (рис. 3.2, а), обеспечивающее их замыкание. Конденсаторы С/ и С2 заряжаются до напряжения источника коллекторного питания Е, после чего ключи /с/, К2 размыкаются. В момент времени 4 под воздействием управляющего напряжения t/г (рис. 3.2, б) замыкается ключ КЗ и на эмиттеры транзисторов Т1, Т2 включается источник эмиттерного тока i, (t). Величина эмигтерного тока такова, что на интервале накопления заряда обеспечивается активный режим работы транзисторов. Если пренеб-оечь шунтирующим действием сопротивлений коллекторных переходов в активном режиме работы транзисторов /•„ на конденсаторы С1, С2 и положить напряжение входного сигнала (t) - О, а (/) =

Рис. 3.1. Схема включения биполярных транзисторов в Рис. 3.2. Временная диаграмма работы УНЗ

= const, то конденсаторы на интервале времени /„ будут разряжаться линейно (рис. 3.2, в). После выключения эмигтерного тока в момент времени /4 напряжение на конденсаторах остается постоянным до прихода следующего импульса t/j с периодом Т

Анализ работы транзисторов в режиме УНЗ на интервале выполним с помощью эквивалентной схемы (рис. 3.3). Коллекторные емкости транзисторов учтены с помощью конденсаторов С/, С2, а эмит-терный и коллекторный переходы представлены генераторами тока а1э1 (t) и 2 it), где а - коэффициент передачи тока эмиттера; I91 (t), 1в1 (t) - ток эмиттерного перехода соответственно первого и второго транзисторов. Согласно эквивалентной схеме напряжение на емкости С1

1/к1 (tn)

(t)dt,

где id U) - ток разряда конденсатора С/,

(3.1)

(3.2)

(3.3)

После подстановки в (3.1) получим

t/Ki а.) = 1 hx (f)dt--±- j" (/к, (t) dt.

Применив теорему о среднем ко второму слагаемому, запишем

(3.4)

t/Kl (/„) =

где (/? - среднее значение напряжения на коллекторе транзистора Г/

Аналогично получим напряжение на коллекторе транзистора Т2:

\isAt)dt-

(3.5)

Выходное напряжение схемы (см. рис. 3.1) в конце интервала накопления 4 имеет вид

А(/„ (н) = С/к1 (н) - (в). <3-6)

Найдем зависимость тока эмиттерного перехода при воздействии на транзистор напряжения входного сигнала U, (t). Воспользуемся известной формулой [591 для тока через эмиттерный переход:

in{t)=/Ae -1), (3.7)

где /j, - тем новой ток; Uc» (t) - напряжение смещения на переходе; Фт - тепловой потенциал.

На интервале напряжение смещения на переходе

t/cM(O = f/cM.s(0 + t/ci(0. (3-8)

где /см-э (i) - напряжение смещения, создаваемое на переходе генератором тока эмиттера (t); Ud (t) - напряжение, создаваемое генератором входного сигнала (i).

Подставляя (3.9) в (3.7) и учитывая, что I, < tn (t), для транзистора П получаем

В результате разложения в ряд находим н (О

ы (О = -

2Ф, + 8ф? + 48ф?

(3.9)

(3.10)

1деО<в< 1.

Из условия линейной работы транзистора следует, что Uc (t) < ф. Поэтому максимальное значение остаточного члена ряда в формуле (3.10)

48фЗ

с учетом этого hi (t)

Для второго транзистор;

hi (t) = 1 Разложение в ряд дает

Э2(0 =

ul it) q,03wl (t)

(3.11)

(3.12)

(3.13)

(3.14)

Подставим выражения (3.4), (3.5), (3.12), (3.13) в формулу (3.6) и примем С1 =С2 = С„. Тогда

А/к(<„) 0,034а

i,{t)U,{t)dt +

ц (О Ul (t) di + -1 (f/S - Ulb- (3 15)

Полученное выражение для выходного напряжения содержит скалярное произведение функций входных сигналов и погрешности выполнения этой операции. Первая из них вызвана характером нелинейности вольт-амперной характеристики эмиттерного перехода, а вто-рзд конечным сопротивлением коллектора /•« в активном режиме работы транзистора. Непосредственно из формулы (3.15) следует, что эти погрешности малы в режиме малого входного сигнала.

Режим интегрирования входного сигнала на интервале времени t в схеме (см. рис. 3.1) выполняется при условии h (t) = lo, t = Т. Постоянную интегрирования ГкС можно изменять в широких пределах, подключая к коллекторам транзисторов Т1, Т2 емкости требуемого значения. Коэффициент усиления интегратора К ~ a.IoTJ2C. На низких частотах, т. е. при больших Т, он ограничен напряжением коллекторного питания £«, поскольку эмиттерные токи транзисторов выбираются с учетом равенства /о = EJ2J2T. При таком ограничении коэ4фициент усиления Ко = a.EJ4.

Быстродействие интегратора целесообразно характеризовать минимальной длительностью входного сигнала, при которой коэффициент усиления схемы равен единице, например, при = 2 • 10~" Ф, /о = = 10" А, tnp = - 10~° с. Следовательно, быстродействие интегратора ограничено лишь переходной характеристикой транзистора в схеме с общей базой.

Таким образом, интегратор может использоваться для накопления импульсных сигналов длительностью 4тр не менее 10 не.

3.2. Пов1 усилите!

1ых характеристик

ii с накоплением заряда

Из описания работы УНЗ следует, что его коэффициент усиления Ки пропорционален значению коллекторного тока усилительных транзисторов Увеличение коллекторного тока, в свою очередь, ведет к снижению времени разряда накопительных конденсаторов, что соответствует увеличению быстродействия УНЗ. В резистивных же усилителях увеличение коллекторного тока требует снижения сопротивления коллекторных резисторов, что снижает коэффициент усиления. Увеличение Ки в резистивных усилителях достигается значительным повышением вход1юг6 сопротивления усилителя и сопротивления коллекторных резисторов, что в значительной мере ограничивает полосу усиливаемых частот. Поэтому и максимальная частота усиления лучших образцов операционных усилителей не превышает 30 МГц. Описание работы УНЗ и анализ работы усилительных транзисторов в режиме накопления заряда [1] показывают, что диапазон усиливаемых частот УНЗ ограничен частотной зависимостью коэффициента передачи тока транзистора /« и практически на два порядка превышает частотный диапазон операционных усилителей. Кроме того, в отличие от резистивных усилителей УНЗ обладает функциональным свойством хранения аналогового уровня входных сигналов, что равносильно запоминанию активного состояния усилительных транзисторов и вы-