источника, так что конденсатор С заряжен до напряжения источника £d. Считаем, что предыдущие колебания Uc закончились.

Когда Т отпирается, точка Z получает потенциал положительного полюса источника, диод Д запирается, и ток /н начинает протекать через Т, передавая энергию нагрузке из источника питания. В то же время начинается колебательный разряд конденсатора С через Т и L. Через один полупериод собственной частоты контура LC знак заряда конденсатора изменяется на обратный. При незна1штельном затухании полупериод примерно равен п}/ЬС сек.

Амплитуда обратного напряжения на емкости составляет Э от начального напряжения Ed, где р - коэффициент затухания за полупериод:

В процессе колебания ток конденсатора меняет направление, уменьшая ток, протекающий через тиристор. Когда ток конденсатора ic становится равным току нагрузки /н, Т запирается и напряжение, оставшееся на емкости, является обратным для Т. Амплитуда f/, этого обратного напряжения примерно составляет:

(8-10)

где Я, - нормализованный (нормированный) коэффициент тока нагрузки:

- жУГ

(8-11)

Ток нагрузки продолжает течь от источника через конденсатор С и индуктивность Е, пока конденсатор не зарядится вновь до напряжения источника Еа. Так как ток нагрузки по условию остается постоянным в течение этого интервала, то напряжение па индуктивности L при этом равно нулю. Начальная часть этого интервала, в течение которого напряжение на конденсаторе и Т остается отрицательным, составляет время U, достаточное для восстановления запирающих свойств тиристора.

(8-12)

Когда конденсатор С зарядится до напряжения Еа, диод Д откроется и потенциал точки Z станет равным потенциалу отрицательного полюса источника. Однако индуктивность Е, поддерживая протекающий ток /н. подзарядит емкость и вызовет колебания напряжения на ней. Амплитуда первого пика перенапряжения на емкости

(8-13)

В процессе затухания этих колебаний рассеивается энергия -Е11, запасенная в индуктивности.

Если тиристор отопрется теперь раньше, чем колебания прекратятся, то начальные условия для следующего цикла будут другие. Таким образом, вид кривых тока и напряжения будет зависеть как от частоты управления, так и от тока нагрузки.

Кривые, приведенные на рис. 8-16, показаны для условий; Я,=0,33, Q = 10, = 0,855. Напряжение между потенциальной кривой точки Z и отрицательной линией является напряжением диода Д или неотфильтрованным напряжением на нагрузке. Напряжение на Т может быть определено, как разность между потенциалом точки Z и положительной линией Еа. Аналогично напряжение на емкости С равно разности между потенциалом точки Z и положительной линией Еа; напряжение на индуктивности Е - разности между кривыми для точек У и Z. Токи /н и ic показаны непосредственно линиями. Токи тиристора Т и диода Д показаны заштрихованными областями- Такой метод изображения помогает пониманию принципа работы схем. Он применяется повсеместно в дальнейшем изложении.

Осциллограммы напряжений, представленные на рис. 8-17, получены на макете при £d=120 в, С=4 мкф, Е=П мкгн; рис. 8-17,й -для тока нагрузки /н=20 а, Я=0,33, что соответствует кривым, показанным на рис. 8-16; рис. 8-17,6 -для Ун=10 а. Небольшие колебания потенциала точки Z (на осциллограмме) в течение непроводящего периода вызваны небольшим реактором, включенным последовательно с диодом Д, для того чтобы ограничить первый пик обратного тока в нем в момент открытия тиристора.

Ток деионизации тиристора в начале непроводящего интервала также вызывает небольшое отклонение кривых напряжений от идеальной формы. Как тиристор Т, так и диод Д шунтированы небольшими фильтрами RC для ограничения пиков перенапряжения. В схеме

рис 8-16 завершающий пик напряжения на нагрузке (точка Z) после выключения тиристора занимает существенную часть общей ширины импульса напряжения, и, как это видно, из осциллограмм рис. 8-17, ширина его обратно пропорциональна току нагрузки. Это обстоятельство требует широкого диапазона регулирования частоты управления, чтобы стабилизировать напряжение, когда изменяется ток нагрузки. Если требуется широкий диапазон регулирования напряжения, то вопрос частоты управления усложняется. Другой недостаток основной схемы-плохой коэффициент формы тока тиристора. Проводящий период тиристора получается соизмеримым с возможным временем восстановления, что приводит или к большим потерям переключения, или к увеличению размеров коммутирующих элементов. Преодоление этих трудностей является основной целью следующих схем.

Рис. 8-17. Осциллограммы напряжений в ахеме рис. 8-16.

/ - кривая напряжения в точке Z; 2 - в точке У. Масштабы 120 в/дел и 20 мксек1дел.

Дроссель насыщения для увеличения длительности проводящего интервала

В схеме рис. 8-18 линейную индуктивность L заменяет дроссель насыщения ДН. Эта схема впервые была описана Морганом [Л. 8-9]. Индуктивность насыщенного 266

дросселя ДН равна линейной индуктивности L. В течение непроводящих частей периода ток нагрузки, как и раньше, замыкается через Д, но дроссель насыщения, находясь в ненасыщенном состоянии, прекращает колебания напряжения на емкости после первой четверти периода.

Рис. 8-18. Схема с дросселем насыщения.

с - принципиальная схема; б - кривая намагничивания дросселя насыщения ДН; в - г;ривые напряжений; г - кривые токов.

Первый пик перенапряжения [уравнение (8-13)] сдерживается дросселем насыщения и, прикладываясь к нему, возвращает его поток до какого-то уровня к началу следующего проводящего периода.

Цикл работы схемы может быть разделен на интервалы, границы которых соответствуют переходам тиристора Т или диода Д из одного состояния в другое (отперт или заперт) или состоянием дросселя (насыщен или ненасыщен). Интервалы перенумерованы в порядке, показанном на рис. 8-18.

18* 267

Интервал 1. Тиристор открыт, ток нагрузки / н переходит из диода Д в тиристор Т и источник питания. К дросселю ДН приложено напряжение на емкости, равное (Ц-Я1/ P)£d, котороеперемагничиваетего отначаль-ного потока Фа до отрицательного потока насыщения Фб. Продолжительность интервала U равна:

(1 + A/P)£d

(8-14)

где - число витков дросселя ДН.

Интервал 2. Дроссель ДН насыщается, и конденсатор С перезаряжается за полупериод колебаний контура CL, где L-индуктивность насыщенного дросселя. Импульс тока перезаряда конденсатора накладывается на ток нагрузки в тиристоре. Подобно начальному интервалу в схеме рис. 8-16 его продолжительность /г равна:

y, = Tt/IC. (8-15)

Интервал 3- Дроссель ДН ненасыщен и к нему приложено обратное напряжение на конденсаторе, несколько уменьшенное в результате потерь во время интервала 2. Поток дросселя переходит от отрицательного к положительному насыщению за время

-2МФ. - (8-16)

Интервал 4. Колебательный перезаряд, начавшийся в интервале 2 и прерванный перемагничиванием дросселя в интервале 3, продолжается в течение короткого промежутка, пока не прекращается ток в тиристоре. Импульс обратного напряжения t/,., прикладываемого к тиристору, приближенно равен:

и г Еа /р0+я7ру37. (8-17)

Продолжительность интервала 4

4 VLC arcsin

(8-18)

P(l-fA/p)

Интервал 5. Как и в схеме рис. 8-16, ток нагрузки /н теперь заряжает конденсатор С от напряжения -Ur ДО напряжения источника Еа в течение времени 5:

Интервал 6. Диод Д начинает проводить ток, конденсатор С получает перенапряжение до того же значения, определяемого уравнением (8-13), как было показано ранее:

/,=--fLC. (8-20)

Интервал 7. Это непроводящий интервал, в течение которого ток нагрузки замыкается через Д, а поток дросселя ДН понижается под действием перенапряжения

pfd иа конденсаторе от положительного насыщения до первоначального пониженного уровня потока Фо за время tf.

Заметим, что ti и t-j взаимозависимы, так что проводящий интервал является функцией частоты импульсов управления, а также тока нагрузки. Предполагается, что поток Фо не достигает величины отрицательного насыщения, иначе получаются феррорезонансные колебания, эквивалентные показанным на рис. 8-16 и 8-17. Таким образом, вышеприведенные рассуждения дают максимальную и минимальную границы частоты управления. Максимальный период можно определить из уравнений (8-14) и (8-15), считая Фо=-Фе и суммируя ti и tn. Аналогично Фо=-ЬФ8 дает минимальный период. Работа вне этих границ возможна, но при этом могут быть пропуски в работе.

Это ограничение может быть снято введением диода Д.,, как показано на рис. 8-18. Диод Де, вместо дросселя ДН, ограничивает перенапряжение на конденсаторе в течение непроводящего интервала 7, так что Фо=--Ф8, а /7 получается неограниченным. Если Q и Я велики, то полное напряжение на конденсаторе может быть в несколько раз больше питающего Еа. Можно рассчитать схему так, что коммутирующая способность цепи будет увеличиваться с ростом тока нагрузки. Но для этого потребуется тиристор на большее напряжение.

Кривые напряжения и токов, показанные на рис. 8-18, даны для тех же условий Я=0,33, Q=10, р=0,855, как и на рис. 8-16, при этом параметры предполагаемого дросселя насыщения таковы, что 2NOslEa = n VEC. Представлен частный случай Фо=0. Осциллограммы, показанные на рис. 8-19, сняты при таких же парамет-