Главная страница  Теория автономных инверторов 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [ 42 ] [43] [44] [45] [46]

Во время разряда конденсатора Ci (интервал U-/2) энергия -CiIj передается в индуктивность Lpi и получает величину -дн111,„, где 1д„, --индуктивность насыщенного дросселя ДЯ/, а 1с\,т - амплитуда импульса тока в колебательном контуре L,i, С], как показано на рис. 8-7,д. В .момент, когда «ci = 0 и ic\=Ici,m, вся энергия, первоначально запасенная в С], за исключением потерь, передается в 1дн1. Во время спада тока ic\ энергия, уменьшенная на величину потерь, возвращается конденсатору. Таким образом, в момент агапряжение на емкости С, имеет обратную полярность н несколько меньшую величину, чем в момент ti. Начиная с U до поток ДЯ/ изменяется от -до -ЬФб. Напряжение на емкости остается постоянным, так как током насыщения ДЯ/ пренебрегаем. Площадь Л2-3 соответствует потоку сцепления перемагничивания.

В момент /з начинается второй колебательный перезаряд С\. Когда ток перезаряда достигает величины /„, Г/ запирается и начинает проводить диод Д/. Перезаряд продолжается далее аналогично, как и в нптервале /1-/2 до момента ti. В этот момент ток заряда спадает до величины тока нагрузки Д,. Диод Д/ запирается; на 77 восстанавливается прямое напряжение, а конденсатор в интервале от ti до 5 продолжает заряжаться от источника питания постоянным током, равным току нагрузки /н-В момент /5 конденсатор заряжен до Е4. Обратное напряжение на диоде Д падает до нуля, и он отпирается. Это продолжение колебательного заряда С,, но в это время ток ic\ потребляется из сети, так как Т1 и Д/ заперты. С момента спада ic\ до нуля диод проводит полный ток нагрузки /н. Напряжение на ДЯ/ действует в направлении, переводящем его сердечник в состояние отрицательного насыщения.

Напряжение емкости, оставаясь примерно постоянным за время после 4, начинает опять переводить дроссель ДЯ/ в состояние, соответствующее точке 4 (рис. 8-7,а), к началу нового цикла.

Время to-1\ является функцией интервала 4-о, так как поток ДЯ/ частично снижается от -ЬФ за время /б-to. Остальное перемагничивание до - Ф., происходит от 0 до Л. Поэтому проводящий период Т1 несколько уменьшается при уменьшении частоты управления. Это 252

мг ;

Рис- 8-8. Схема Моргана с добавлением Д2 и Ll.

изменение величины интервала to-1 можно в значительной степени уменьшить включением одно- или двухвит-ковой обмотки смещения ДЯ/ последовательно в цепь диода Д.

Время tz-ti является функцией тока нагрузки Л,, как показано на рис. 8-7,d. Так что, если ток нагрузки возрастает, то интервал времени, в течение которого напряжение сети приложено к нагрузке, несколько снижается.

Интересно отметить, что схема рис. 8-5 получается практически саморегулирующейся при колебаниях питающего напряжения. Если напряжение увеличивается, то ДЯ/ быстрее перемагничивастся и проводящий период Т1

уменьшается. При фиксированной частоте управления это приводит к компенсации колебаний напряжения.

Выражения для определения интервалов времени рис. 8-7 даны в § 8-7. Интервал коммутации Г/ при условии небольшой иагрузки и незначительного затухания в контуре Z-H„iC приблизительно равен п ]/LpjiiCx.

Некоторые модификации схемы рис. 8-5 также анализируются в § 8-7. Интересный вариант показан на рис. 8-8. В нем по сравнению с рис. 8-5 добавлены индуктивность Ll и диод Д2. Это изменение приводит к тому, что перезаряд емкости Cj занимает почти весь интервал to-3. Это позволяет избежать насыщения ДЯ/ в интервале -h н большого всплеска тока через Т1, ДН1 и С\. Проводящий интервал Т1 получается примерно .равным nj/z-iCi сек. На практике индуктивность LjEO много раз больше индуктивности насыщенного ДЯ/.

В остальные интервалы t-ti и 4-4 схема рис. 8-8 работает так же, как схема рис. 8-5, так как диод Д2 заперт.

В интервале -4 диод Д2 отперт, так как напряжение на конденсаторе С, больше, чем питающее напряжение Еа. Диод Д в [штервале 5-проводит ток, что определяет равную нулю разность потенциалов меж-



ду отрицательным полюсом источника питания и общей точкой ДН1, ДУ и С,. Процессы в схеме по рис. 8-8 в интервале и-примерно те же самые, что и в схеме без Д2 и Li, так как индуктивность ненасыщенного ДН1 во много раз меньше, чем индуктивность Lj. Таким образом, когда ДН1 насыщен, он дает возможный путь для тока от С], даже если на Д1 действует прямое напряжение, благоприятствующее проводимости. Режим работы в интервале t&-подобен режиму, показанному на рис. 8-7. В принципе добавление Д2 и Li позволяет уменьшить изменения проводящего периода при колебаниях напряжения, снизить импульсные токи и действующие значения токов Т1 и ДН1 (так как L, значительно больше L„Hi), а также уменьшить поток в ДН1 при данном времени проводящего состояния Т1. В результате габариты и номинальная мощность ДН1 получаются менее половины тех, что требуются в обычной схеме рис. 8-5. L] обычно составляет по размерам примерно половину от ДН1.

8-4. ВИР С ПОСТОЯННОЙ ЧАСТОТОЙ УПРАВЛЕНИЯ

Во многих случаях от преобразователя требуется повышенное быстродействие при регулировании напряжения на нагрузке или минимальные пульсации напряжения при минимальных габаритах фильтра. В этих случаях лучше использовать устройства ВИР с постоянной частотой управления.

Регулирование напряжения осуществляется при этом изменением длительности проводящего периода тиристора. В этих устройствах нельзя снизить напряжение нагрузки до нуля и обычно схема управления получается несколько сложнее, чем у ВИР с переменной частотой управления.

Регулирование проводящего периода дросселем насыщения

Схема ВИР с регулированием напряжения на нагрузке изменением длительности проводящего периода Т1 показана на рис. 8-9. Частота отпирания Т1 постоянна.

Дроссель насыщения ДН2 снижает размах колебаний потока в дросселе ДН1 в процессе перезаряда емкости С], и таким образом уменьшает длительность проводящего периода Т1. ДН2 размагничивается каждый период 254

до величины потока, определяемой током управления /у. Величина изменения потока, требуемая для возвращения ДН4 в состояние с положительным насыщением, определяет длительность проводящего периода Т1.

Для выяснения принципа работы ДН2 в схеме рис. 8-9 сначала возьмем случай, когда ток /у очень велик. Это дает .возможность ДН1 работать так же, как было показано ранее на рис. 8-7. Поток в сердечнике


Рис. 8-9. Время-импульсное регулирование с постоянной частотой управления.

ДН2 восстанавливается до отрицательного насыщения током /у каждый период в то время, когда диод Д2 закрыт. Дроссель ДН2 имеет одинаковое расчетное пото-косцепление с дросселем ДН1. Начиная с момента отпирания Т1, напряжение конденсатора прикладывается к ДН1 в виде отрицательного напряжения «дн1. Оно размагничивает ДН1 в сторону отрицательного насыщения, как было показано раньше на рис. 8-8. В настоящем случае то же самое напряжение прикладывается к ДН2, изменяя его поток в сторону положительного насыщения. Так как мы предположили, что ДН2 имеет глубокое отрицательное насыщение, то он не насытится в положительном направлении раньше, чем насытится ДН1. Это происходит в момент tx (рис. 8-7). Конденсатор перезаряжается, и «дн1 становится положительным. В течение интервала /г-h диод Д2 закрыт и ДН2 восстанавливается током у, как в обычном полуволновом магнитном усилителе [Л. 8-8].

Положительное напряжение на ДН2 появится также в момент 3 (рис. 8-7,6), когда «ci станет равным нулю. Затем некоторое напряжение будет приложено к ДН2



в течение всего непроводящего периода TI, как показано на рис. 8-7,6. Но основное положительное изменение потока ДН2 происходит за интервал -tu сразу после отпирания ГУ. Таким образом, при большом /у схема рис. 8-9 работает так же, как и без ДН2 и Д2.

Если снизить /у, то поток ДН2 во время, пока Д2 заперт, восстанавливается до меньшего отрицательного значения. Тогда после отпирания ГУ дроссель ДН2 насытится раньше ДН]. Это уменьшит интервал - (рис. 8-7). После насыщения ДН2 происходит колебательный разряд Ci через индуктивность насыщения ДН2. Конденсатор заряжается с обратной полярностью аналогично тому, как это получается в .момент ti при насыщении ДН1 (рис. 8-7). После того как напряжение на конденсаторе изменит полярность, напряжение на ДН1 становится положительным, диод Д2 запирается, и схема продолжает работать как и раньше, начиная с (г (рис. 8-7).

Интервал tz-/3 также уменьшается, так как ДН1 достигает положительного насыщения скорее, чем если бы он был в состоянии отрицательного насыщения в интервале 4-ti- Проводящий период ГУ уменьшается, таким образом, при уменьшении /у уменьшается и напряжение на нагрузке. Следовательно, /у регулирует напряжение па нагрузке.

Для управления тиристоро.м можно использовать генератор импульсов на однопереходном транзисторе. Он дает достаточную для практики стабильность частоты. Обычно частота этого генератора колеблется в пределах 10% от максимального значения. Период генератора и.мпульсов должен всегда оставаться большим проводящего периода ГУ.

8-5. ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЙ ТИРИСТОР В ЦЕПИ КОММУТАЦИИ

В схемах рис. 8-5, 8-8 и 8-9 дроссель ДЯУ может быть заменен схемой с тиристором и диодом. Такая схема показана на рпс. 8-10. Тиристор Т2 отпирается позже Г/ и момент его отпирания определяет длительность работы ГУ. В этой схеме Ci перезаряжается быстрее, чем за время интервала tt-2 на рис. 10-7, начиная с момента отпирания Т2. Так как интервал 4-(рис. 8-7) отсутствует, то начало ко.ммутации ГУ наступает сразу после конца первого перезаряда емкости Ci. Диод Д2 256


Рис. 8-10 Схема ВИР со вспомогательным тиристором для коммутации основного.

проводит ток В интервале коммутации ГУ и заряда Cj.

Диод Д2 и тиристор Т2 можно реверсировать (изменить направления включения). При этом отпирание Т2 будет соответствовать началу коммутации ГУ, а конденсатор будет перезаряжаться после отпирания ГУ.

На рис. 8-11 показана схема, в которой Т2 имеет значительно мен1>ший поминальный ток. Коммутирующая цепь в этой схеме может быть более экономичной и более компактной, чем в предыдущих схемах.

Когда отпирается ГУ (рис. 8-11), конденсатор Ci остается заряженным, так

как диод ДЗ препятствует протеканию разрядного тока. Когда отпирается Т2, происходит колебательный перезаряд Ci в контуре LiCi и Т2. Индуктивность Li настолько велика, что перезаряд С] совершается медленно, порядка 10-кратного времени коммутации ГУ. Поэтому номинальный ток Т2 может быть в 10 раз меньше, чем ГУ.

Как только напряжение па Ci становится отрицательным, начинается процесс коммутации через Си ДН1, ДЗ таким же образом, как в схеме рис. 8-8.


Рис. 8-11. Вариант схемы рис. 8-10 с уменьшенной номинальной мощностью Т2.

Соответствующим управлением ГУ и Т2 можно получить ВИР с переменной или постоянной частотой управления.

В схеме рис. 8-11 можно добавить и Д4, которые обеспечивают коммутацию при переходных процессах в нагрузке, когда ток падает до нуля. Индуктивность L2 и Д4 дают цепь для компенсации потерь в коммутирующем контуре, проводя ток заряда емкости Ci, когда ток нагрузки очень мал или равен нулю.




[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [ 42 ] [43] [44] [45] [46]

0.0134