переход эмиттер - база транзистора VT1 и диод VD2 обмотка wl дросселя L подключена к напряжению {У дополнительной обмотки. Следовательно, ток базы /б открытого транзистора VT1 равен разности тока, протекающего через резистор R(, от базовой обмотки, и тока /ц, намагничивающего дроссель L: /ь {Uq - Do) !Rq - /ц, где Dg, и2 ~ напряжения базовой обмотки и на эмиттерном переходе насыщенного транзистора соответственно.

При ненасыщенном магнитопроводе дросселя L ток мал и по значению во много раз меньше тока, протекающего через резистор Rq. Чтобы выполнялось это требование, дроссель изготавливают на магнитопроводе, имеющем прямоугольную петлю намагничивания. При насыщении магнитопровода дросселя ток в нем резко возрастает и становится больше тока в резисторе Rq, что приводит к изменению направления протекания базового тока транзистора VT1. Начинается процесс его закрывания.

По окончании процесса рассасывания избыточного заряда в области базы происходит открывание транзистора VT2 за счет действия ПОС. Полярности напряжений на обмотках трансформатора Т при этом изменяются на противоположные и описанные выше процессы повторяются для VT2.

Частота переключений /„ транзисторов определяется согласно выражению /„ (Di + Do Dvd)/4l B,s, где Vvd - падение напряжения на диоде VD2 {VD3) в прямом направлении; wl - число витков обмотки дросселя L.

Трансформатор должен быть рассчитан таким образом, чтобы за время рабочего полупериода индукция в его магнитопроводе не достигала индукции насыщения В.

1 I

Рис. 2.29 58

Рис. 2.30

В данной схеме процесс переключения мощных транзисторов начинается не с увеличения тока в коллекторе открытого транзистора (как это имеет место в схемах с насыщающимся трансформатором), а с уменьшения базового тока. Благодаря этому в таких устройствах коммутационные перегрузки мощных транзисторов отсутствуют. Запуск схемы осуществляется с помощью цепочки, состоящей из элементов R1, С1 и динистора VD1.

В качестве коммутирующего элемента в нерегулируемых ТДК можно использовать /?С-цепочку. Это позволяет построить конвертор с единственным магнитным элементом - трансформатором Т, и он может быть выполнен в виде законченного преобразовательного модуля в гибридно-пленочном исполнении базовой цепи для многомодульных структур ИВЭП. На рис. 2.30 приведена схема нерегулируемого ТДК с коммутирующей /?С-цепочкой [34]. Одним из достоинств схемы,является то, что в ней осуществляется автоматическое симметрирование длительностей и амплитуд импульсов на обмотках трансформатора за полупериоды.

Схемы управления мощными транзисторами VT1, VT2 одинаковы, и, например, схема для управления VT2 включает времязадающую {C2R4) и накопительную {VT3, VD1, С1) цепи, подключенные к базовой обмотке wa, а также цепь запуска, состоящую из элементов R1, R2, VD2, VT4. При подключении напряжения Dp транзистор VT4 закрыт и, следовательно, отключена базовая цепь VT2, что позволяет уменьшить ток смещения, протекающий через резистор R1. В каждый полупериод происходит сравнение амплитуд соседних импульсов и их разность, складываясь с напряжением на конденсаторе С2, прикладывается между базой и эмиттером транзистора УТЗ (Dbss)-

Благодаря действию сигнала ПОС с обмотки Wq схема имеет два со» стояния квазиустойчивого равновесия, когда один из мощных транзисторов находится в режиме насыщения (открыт), например VT1, а второй в режиме отсечки (закрыт). Из-за действия ПОС конвертор находится в таком состоянии некоторое время и конденсаторы С/ и С2 заряжаются от напряжения обмотки wo соответственно через открытый VT4, VD1 и резистор R4. К концу следующего /юлупериода, когда транзистор открыт, напряжение Db3 з будет определяться напряжением на конденсаторах CJ, С2, резисторе R3 и открытом диоде VD2: Бэз - {ici ~- Uj, - Uvm) + Uc; = At/ Uc,.

Конденсатор C2, заряженный до напряжения обмотки w, перезаряжается через резистор R4. При этом какое-то время напряжение Бэ отрицательно (закрывающей полярности) и по мере перезаряда Db33 сменит свою полярность и достигнет напряжения открывания транзистора УТЗ.

При открывании транзистора УТЗ его коллекторный ток резко увеличивается, вызывая соответствующее уменьшенгш тока базы мощного транзистора УТ2, что в конечном счете приводит к переходу последнего из состояния насыщения в режим усиления, когда иапряжение на

нем возрастает, а ток коллектора становится пропорционален току базы. С этого момента наступает регенеративный процесс, в результате которого транзистор VT2 переходит в режим отсечки, а транзистор VT1 - в режим насыщения. Таким образом, цепь перезаряда конденсатора С2 является цепью, задающей время нахождения схемы в состоянии квазиустойчивого равновесия, и ее постоянная времени определяется параметрами конденсатора С2 и резистора R4. Для частоты преобразования 20 кГц емкость конденсатора С2 составляет 22 нФ, а сопротивление резистора R4 330 Ом. Постоянная времени выбирается такой, чтобы опрокидывание схемы происходило раньше, чем наступит насыщение магнитопровода трансформатора.

Пусть несимметрия схемы привела к тому, что напряжение на обмотке в предыдущий полупериод больше, чем в настоящий, когда, например, транзистор V72 открыт. Тогда разность напряжений AU на конденсаторе С1 и резисторе R3 возрастает и станет больше своего номинального уровня А (/ном- При этом напряжение бьэ.ч достигнет напряжения открывания VT3 раньше, что приведет к уменьшению длительности импульса. Если А (/ <; А(/ном, то длительность импульса увеличивается, а его амплитуда уменьшается. Таким образом, в каждом плече схемы сравниваются амплитуды смежных импульсов и при появлении разности между ними происходит соответствующая корректировка длительности генерируемых импульсов.

Из-за допустимого разброса емкости конденсаторов делителя (15-- 20 ?/о) от номинального значения, например для конденсаторов типа К50-27, в полумостовой схеме ТДК наблюдается неравномерность распределения входного напряжения Е между конденсаторами делителя, что приводит к потере ее работоспособности. На рис. 2.31 приведена схема полумостового ТДК с выравниванием напряжений на конденсаторах делителя с помощью дополнительной обмотки w.na трансформаторе Т с числом витков равным числу витков Wi, но намотанной сравнительно более тонким проводом. Обмотка w., связана с напряже-ним Е через диоды VD1, VD2 [35].

При нарушении равенства напряжений на конденсаторах делителя С1, С2, например Uci > Uc2 во время открытого состояния транзисто

ра VT1, в обмотке возникает ЭДС с полярностью, открывающей диод VD2. Через этот дрюд потечет ток дозаряда конденсатора С2, в результате произойдет выравнивание напряжений на конденсаторах. Если напряжение UcjUci то конденсатор С1 будет заряжаться напряжением обмотки и напряжения на конденсаторах опять будут автоматически выравшшаться. Однако в данной схеме даже при полной симметрии на-Рис. 2.SI пряжений на конденсаторах делителя

/?/ /( -1 г S--1-0

1?2 о +

-»-о

Рис 2.32

транзисторы VTL VT2 включаются на емкостную нагрузку. Это сопровождается броском их коллекторного тока, для ограничения которого необходимо вводить в коллекторную цепь каждого транзистора дроссель, выполняющий одновременно функции формирования безопасной траектории изменения тока при открывании транзисторов.

Источник вторичного электропитания с бестрансформаторным входом может быть выполнен на основе нерегулируемого ТДК и ИРН, устройство обратной связи которого подключается ко входу конвертора, а не к его выходу. Такая структура построения ИВЭП необходима для получения различных по уровню стабилизированных напряжений при гальваническом разделении входной и выходных цепей. Повысить точность стабилизации выходных напряжений многоканального источника, построенного по данной структуре, можно, используя схему, показанную на рис. 2.32, а [36[.

В схему ИРН введен компаратор К, собранный на интегральном УПТ, выход которого подсоединен к управляющему переходу мощного транзистора VT ИРН, а первый его вход («+» на схеме) и второй («-» на схеме) - соответственно к выходу первого (R1, R2) и выходу второго {R3, R4) делителей напряжения. Напряжения на входах компаратора в установившемся режиме обеспечивают работу ИРН в режиме, необходимом для поддержания на входе конвертора требуемого уровня напряжения (/р за счет осуществления широтно-импульсного управления Цут регулятора (рис. 2.32, б).

В данном режиме напряжение прямоугольной формы (Уб, снимаемое с базы одьюго из мощных транзисторов конвертора, преобразуется с помощью интегрирующей цепочки на элементах R2, С в пилообразное напряжение Uc, среднее значение Uc ср которого линейно зависит от среднего значения напряжения на базе транзистора конвертора

VTI Рис. 2.33

Ub cp to Db3- При изменении (увеличении) выходного напряжения возрастает ЭДС е, что приводит к уменьшению напряжения Uc ср на первом входе компаратора, в то время как на его втором входе напряжение возрастает пропорционально напряжению Up. Таким образом, при любых изменениях выходного напряжения Up ИРН приращения напряжений на входах компаратора имеют противоположный знак, что увеличивает точность стабилизации напряжения Up. Кроме того, ИРН имеет температурную компенсацию напряжения Up, поскольку в выражение для Uc ср входят прямые падения напряжений непосредственно на переходах транзисторов.

Регулирующий элемент ИРН, как правило, предусматривает последовательное соединение нескольких транзисторов. Для выравнива ния напряжения йа транзисторах, когда они закрыты, применяются шунтирующие резисторы, сопротивление которых рассчитывается по

m а X

максималь-

формуле /?ш = UoQpfNvT Ir, где Dобр - Я ное обратное напряжение, приложенное к закрытым транзисторам; N\-T иQpiU\3 - число последовательно включенных транзисторов с допустимым напряжением бкэ; Ir (3 - 5) /оор - ток через резисторы с учетом допустимого обратного тока транзистора. Введение /?ш приводит к дополнительным потерям мощности. Наилучшее распределение напряжений между транзисторами может быть обеспечено за счет использования напряжений, снимаемых с дополнительных обмоток дросселя фильтра и включенных последовательно через выпрямительные диоды.

Вместо последовательного включения транзисторов в ИСН можно использовать последовательное соединение двух ИСН, как показано на рис. 2.33 [37]. В схеме применен дроссель L, который имеет две обмотки Wx, W2 с одинаковым числом витков. Благодаря этому при синхронном и синфазном переключении транзисторов VT1, VT2 происходит автоматическое выравнивание напряжений на них. В интервале (1 - 7)Х ХТ/2, когда транзисторы У77, VT2 закрыты, к конденсаторам СЗ,С4 прикладываются через диоды VD1, VD2 напряжения от соответствую-62

щих обмоток дросселя, что приводит к выравниванию напряжений как на конденсаторах СЗ, С4, так и на конденсаторах С/, С2. Причем суммарная индуктивность двух обмоток дросселя, равная 4Lmm, при которой обеспечивается непрерывность тока дросселя, должна быть уве-

личена в

2/нГ2

раз, где

AUc и,

С4 - разность на-

пряжений на конденсаторах СЗ и С4; г. - активное сопротивление обмотки w.y. Рассчитать разность AUc сложно, поэтому при расчетах ее значением задаются нли определяют экспериментально.

2.5. ДИСКРЕТНЫЕ ИСПОЛНИТЕЛЬНЫЕ ОРГАНЫ

В зависимости от задачи, решаемой ИВЭП (стабилизация, рег\ лирование, повышение надежьюсти), его ДИО, как уже отмечалось в § 1.3, может быть выполнен на основе коммутации конверторов, инверторов, трансформаторов или ТВУ. Показанный на рис. 1.4 ДИО с коммутацией инверторов с трансформаторным выходом на общий магнитопровод имеет серьезный недостаток - сложность изготовления трансформатора с большим числом выводов.

В ДИО, выполненном на отдельных трансформаторах, для стабилизации или регулирования напряжения может применяться соединение вида ПР -ПС (рис. 2.34, а) или ПС-ПР (рис. 2.34, б) с коммутацией трансформаторов па первичной или вторичной стороне. Изображенные на рис. 2.34 схемы ДИО работают в режиме стабилизации напряжения, так как в них присутствует основной трансформатор и коммутируемые Tj.

Для схемы ДИО (рис. 2.34, а) напряжение U определяется коэффициентом трансформаций лишь тех трансформаторов, у которых включены их высокочастотные ключи переменного тока Ktx- Исключение из работы f-ro трансформатора происходит при включении шунтирующе-

Рис. 2.34