Главная страница  Источники вторичного электропитания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [ 8 ] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]

©1 $

I I


Рис. 2.23

0 0,2 0, 0,5 tq},MKC

Puc. 2.24

ЭТОГО тока последовательно с конденсатором необходимо включить ограничивающий резистор R1, который не меняет траекторию изменения напряжения на коллекторно-эмиттерном переходе при закрывании транзистора и обеспечивает эффективный отвод тока из цепи коллектора, способствуя тем самым снижению динамических потерь на закрывание транзистора.

В этом случае несколько увеличиваются динамические потери на открывание транзистора из-за добавления тока дозаряда конденсатора цепочки к коммутационному пику тока коллектора. Поэтому эффективным средством уменьшения динамических потерь как на открывание, так и на закрывание транзистора в конверторах является совмещение двух описанных способов.

На рис. 2.24 приведены экспериментально снятые зависимости мгновенной мощности Р на транзисторе от длительности фронта нарастания тока для регулируемого мостового ТДК, имеющего задерживающие цепочки и дроссель на выходную мощность 400 Вт. Кривая 1 соответствует зависимости Р -- / (t) для транзистора без применения средств уменьшения потерь, кривая 2 соответствует зависимости для транзистора при его закрывании, а кривая 3 - при его открывании с применением цепочки и дросселя. Видно, что применение этих средств позволило снизить мгновенную мощность на транзисторе в 3-4 раза.

2.4. НЕРЕГУЛИРУЕМЫЕ ДВУХТАКТНЫЕ КОНВЕРТОРЫ

В ИВЭП с бестрансформаторным входом, выполненных на основе нерегулируемого мостового или полумостового ТДК, после СВ имеется импульсный регулятор напряжения (ИРН) понижающего типа. В полумостовой схеме ТДК (рис. 2.25), когда транзистор VT2 открыт, а VT3 закрыт, первичная обмотка трансформатора Т подключается

к конденсатору С/, который на нее разряжается. Одновременно с током разряда конденсатора С/ по обмотке протекает ток подзаряда С2 Во второй [юлупериод, когда открыт VT3, происходит разряд конденсатора С2 и [юдзаряд С/.

Форма выходного напряжения нерегулируемого ТДК представляет собой меандр, что допускает применение емкостного фильтра Сц на выходе высокочастотного выпрямителя. Параметры этого фильтра рассчитывают исходя из размаха пульсаций U„, появляющихся из-за возможной несимметрии выпрямленного напряжения прямоугольной формы за полупериоды, а также длительности фронта t, обусловленного инерционностью переключения мощных транзисторов конвертора С, Р„ф 4/„D„. Максимальный ток /к max коллекторов транзисторов в нерегулируемом мостовом ТДК определяется из соотношения /к гпах PjUp, где и г, - выходное напряжение ИРН.

В полумостовой схеме напряжение, подводимое к первичной обмотке трансформатора, составляет половину входного напряжения, а в мостовой схеме - полностью входное напряжение. Поэтому ток /кщах в полумостовой схеме в 2 раза больше, чем в мостовой, и, следовательно, при одинаковых коллекторных токах мощных транзисторов мостовая схема ТДК может быть рассчитана на выходную мощность в 2 раза большую, чем полумостовая схема ТДК- Габаритная мощность трансформатора нерегулируемого ТДК равна 1,41 требуемой его выходной мощности.

Сглаживающий фильтр импульсного регулятора включает LCD-фильтр, работающий при высоком входном напряжении СВ. Это позволяет тюлучить при определенных параметрах дросселя L минимальную емкость конденсатора С, т. е. значительно уменьшить массогабаритный показатель фильтра. Если используется полумостовая схема ТДК, то емкость фильтра является одновременно емкостным делителем конвертора (С/, С2) и емкость конденсатора делителя определяется согласно выражению Сд PiJAx\f р, где /„ частота переключения .мощного транзистора ИРН.

Индуктивность L дросселя LCD-фильтра ИРН доожна рассчитываться из условия безразрывности тока дросселя/. > Ета\ TmlmX

Х(1 - TmiJ2 /рД,, где 7„,1„ - /шах - коэффициент заполнения ИМПУЛЬСОВ правления транзистором регулятора; /р - выходной ток ИРН.

Максимальный ток коллектора /ki max мощного транзистора VT1 регулятора, по которому выбирается его тип, состоит из среднего значения тока , дросселя L и тока /р конвертора

/к1шях Ip+lL ЛР:Еу)-\\Еу{\ "T}/2/,L),

где Рн RJ4 - мощность конвертора с учетом его КПД.

Напряжение на выходе ИРН прямо пропорционально коэффициенту заполнения импульсов управления Dp = уЕ, и оно не должно превышать уровня допустимого напряжения на мощных транзисторах



ТДК с учетом коэффициента запаса транзистора по напряжению л. Мощный транзистор регулятора и обратный диод выбирают по допустимому напряжению исходя из максимального напряжения £„iax СВ с учетом коэффициента запаса k. Например, если использовать в схеме мостового или полумостового конвертора транзисторы с допустимым напряжением 400 В (КТ809А) и принять - 0,7, то выходное напряжение ИРН не должно превышать 280 В, а в регуляторе при Ящах = 590 В необходимо включить последовательно три транзистора данного типа, что приведет к значительному усложнению схемы.

Требуемое снижение напряжения t/кэ на мощном транзисторе ИРН ч соответственно на обратном диоде достигается формированием дополнительного источника напряжения Удоц. подключаемого к транзистору (рис. 2.26), когда он закрыт. В этом случае транзистор выбирают по напряжению ИРН из условия

доп-

Данный путь снижения напряжения 7кэ приводит к неполной модуляции входного напряжения Е, т. е. наблюдается уменьшение амплитуды широтно-модулированных импульсов на выходе регулирующего транзистора ИРН при одновременном расширении диапазона изменения их длительности практически до предельных значений.

Таким образом, за счет уменьшения допустимого диапазона регулирования выходного напряжения уровень его выходного напряжения снижается согласно выражению [Е -Удоп)т~Ьдоп и

при максимальном напряжении Ljax коэффициент заполнения импульсов у равен нулю, а = f/доп = -mim т. е. мощный транзистор и обратный диод ИРН выбирают по напряжению исходя дз диапазона изменения напряжения сети бкэ Яах - Еты-

Роль дополнительного источника может выполнять дроссель сглаживающего фильтра ИРН с частичным включением его обмотки в силовую цепь или конденсатор. Частичное включение обмотки дросселя Ll (рис. 2.27, а) применяют для мостовой схемы ТДК. Его индук-

VT1 L


т: ил

-о 4-

=г и-г

Рис. 2.25 54

Рис. 2.26

тивность Ll определяется по формуле [29] Lj =- Екь у IIJa (kt - - 1), где а kt у - у \ 1; kt = {щ + г) / 2 - коэффициент включения дросселя L, а индуктивность всего дросселя L должна быть увеличена по сравнению с дросселем L/ на коэффициент включения kt, т. е. L kt Ll, Емкость конденсатора

2л/п Уи Е

Напряжение на выходе ИРН связано с напряжением СВ соотношением Lp Ekt у!а, и мощный транзистор И1Н должен выбираться по напряжению из условия EjnaJo.< доп, т. е. умень-

шенному в а раз. При этом к обратному диоду VD будет приложено напряжение UvD Ещах kiJ а, увеличенное по сравнению с напряжением на транзисторе в ki раз. Например, при Lmax = 590 В. kt =- 1,3 и у 0,4 напряжение на выходе ИРН р 271,5 В,

что несколько меньше напряжения киэ доп = 280 В, а напряжение на транзистое кэ 526 В, что позволяет включить последовательно лишь два транзистора с бкэ доп 400 В. Однако напряжение на диоде возрастает до Uvd 686 В.

На рис. 2.27, б приведена схема, роль дополнительного источника в которой выполняет конденсатор С1, а дроссель L содержит две обмотки i, ш.,, [30]. Когда транзистор КГоткрыт, происходит накопление энергии первичной обмоткой дросселя L. После его закрытия под действием ЭДС самоиндукции обмотки Wj открывается обратный диод VD / и к коллекторно-эмиттерному переходу транзистора VT прикладывается напряжение конденсатора С1, которое всегда меньше входного напряжения Е и определяется согласно выражению кэ - и,, - UpkL /(1 -f kL), где kt w.iWx - коэф-

фициент трансформации дросселя L.

Из-за магнитной связи между обмотками Wi и w. открывается также диод VD2 и конденсатор СЗ подзаряжается энергией, накопленной дросселем L за время, когда транзистор VT был открыт. Напряжения на конденсаторах С2, СЗ распределяются пропорционально числу витков обмоток и и.,, и в случае применения полумостовой схемы ТДК числа их витков должны быть одинаковы (кь 1) при большом коэффициенте магнитной связи.

Связь выходного напряжения V ИРН с входным при kt = 1 определяется выражением 2yEi{\ + y)-

Для данной схемы при напряжениях Lmax - 590 В, Lp = 271 В и при у 0,3 максимальное напряжение на двух последователь-

но включенных транзисторах регулятора находится на уровне 450 В, что позволяет значительно повысить запас транзисторов по напряжению. Такой же эффект снижения напряжения на мощном транзисторе ИРН с использованием мостового ТДК без усложнения конструкции Дросселя может быть достигнут за счет использования трансформа-



тора, первичная обмотка которого имеет среднюю точку (рис. 2.27, в) [31]. Роль дополнительного источника выполняет половина первичной обмотки трансформатора, к средней точке которого подключен обратный диод VD.

Если в качестве первичного источника используется трехфазная сеть с нулевым проводом, то для снижения напряжения на мощном транзисторе ИРН в качестве дополнительного источника бдои можно применить конденсатор [32]. В этом случае, как показано на рис. 2.28, а, конденсатор С/, выполняющий роль вспомогательного источника, заряжается через диод VD1 до фазного напряжения сети июп = £/КЗ (рис. 2.28, б). Диод VD1 кроме выпрямления фазного напря-

21VB Up

VT lb

=rCl

21VЛ

Puc. 2.27

-t-о



Uh -o


Zn t

Puc. 2.28

жения сети исключает разряд конденсатора Cl через нулевой провод во время открытого состояния мощного транзистора VT на интервалах времени, когда фазные напряжения сети ниже напряжения на конденсаторе С1.

Связь выходного напряжения Up ИРН с напряжением сети определяется В1,1ражением Up уЕ + Удоп о- -7) максимальное напряжение на транзисторе VT в данной схеме t/кэ max = Е - дои - - 0,42 Е.

Если принять, что £гпах = 590 В, то к транзистору VT будет приложено напряжение L/кэ max = 248 В, что позволяет использовать только один транзистор с допустимым напряжением f/кэ доп =-= 400 В, а напряжение на выходе ИРН будет поддерживаться на уровне Up -= = доп - 382 В при 7i„jn 0,2, что требует последовательного включения двух мостовых или полумостовых схем ТДК даже при предельном значении коэффициента Vrnin = О- Одними из недостатков мостового ТДК являются токовая нагрузка на нулевой провод и протекание по активным элементам в момент включения значительного тока заряда конденсатора С1.

Вопросы проектирования и анализа электромагнитных процессов в основных узлах ИВЭП с бестрансформаторным входом, выполненных на основе ИРН с неполной глубиной модуляции входного напряжения, нашли наиболее полное отражение в [25[.

Нерегулируемые ТДК, рассчитанные на выходную мощность до 100 Вт и включаемые после понижающего ИРН на напряжение Up 280 В, как правило, выполняют по полумостовой схеме с самовозбуждением и с насыщающимся трансформатором.

На рис. 2.29 показана схема нерегулируемого ТДК, в которой коммутирующим элементом является двухобмоточный {wl\, Wl) нелинейный доссель L с насыщающимся магнитопроводом [33]

В исходном состоянии открыт, например, транзистор VT1, а транзистор VT2 закрыт за счет сигналов Uq базовых обмоток, которые обеспечивают положительную обратную связь (ПОС). Через открытый




[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [ 8 ] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]

0.0182