Напряжение на нагрузке для полумостовой схемы ТДК связано с напряжением е СВ соотношением t/„ = kye, где k = uju =

XT) - коэффициент трансформации с учетом потерь на элементах в установившемся режиме их работы; гуо, Гут - соответственно сопротивления диода и транзистора при прямой их проводимости; п - сопротивление дросселя L; u отс - напряжение отсечки диода;

шах - максимальный ток коллектора транзистора.

При Lmax ДЛЯ получсния на выходе номинального напряжения нагрузки un необходимо, чтобы импульсы управления транзисторами имели минимальный коэффициент заполнения, равный для полумостовой схемы ТДК Ymin = 2t/„ £,„ax. а для мостовой схемы ТДК - соответственно уменьшенный в 2 раза.

d=CZ

vrz МТЦ-

рис. 2.19

УЛ1 L

VTJ2

л--о

VTI VT3 с

-; с 1/9

С„п= Uh о

U\rr2

и»

.ГТ/1\ Т/2 Т t I I-1

LJ

Uyj-2 U2i

и VTI, U2

ToK коллектора /ктах> по которому выбирается тип транзистора, для полумостовой схемы ТДК определяется из соотношения

/к шах ---ipjeyUn) ~t-/; , (2.16)

где . - приведенный к первичной цепи ток сглаживаюш,его дросселя. Для мостовой схемы ТДК ток /к max по соотношению (2.16) должен быть уменьшен в 2 раза, поэтому такие схемы находят применение в устройствах, рассчитанных на более высокую мощность (0,5-2 кВт), чем полумостовые схемы. Напряжение на транзисторе (/кэ как у полумостовой схемы ТДК, так и в мостовой достигает уровня £тах-

Емкость конденсатора входного делителя для полумостовой схемы ТДК (рис. 2.19, а) рассчитывают исходя из допустимой амплитуды (размаха) пульсаций u выбранного типа конденсатора по формуле

Cl =Pj,/4T]/n un f min.

Минимальная индуктивность l дросселя выходного фильтра рассчитывается при условии безразрывности тока ii дросселя согласно выражению

l > f/j, (I -7п1!п)/2/н min /п.

а максимальный ток дросселя

где соотношение Етах/г соответствует полумостовой схеме ТДК, а для мостовой схемы оно равно emuj- Амплитуду первой гармоники тока iixm дросселя можно определить из выражения = .2я-

Ymin (1 - Ymin)-

Емкость конденсатора С„ выходного сглаживающего фильтра с учетом требования по уровню пульсаций напряжения на нагрузке u

можно найти из выражения С„ - л т/п /п „ d -Ymin)/8Lt/o /п.

Согласно рис. 2.19, г управление одним плечом транзисторов, например vt1, vt2, мостового инвертора рис. 2.19, в осуществляется импульсами длительностью в один полупериод, для получения которых может использоваться совмещенная схема (рис. 2.20) основного мостового инвертора на транзисторах vt1 - vt4. трансформаторе Г/ и полумостового инвертора с самовозбуждением на конденсаторах С/, с2, транзисторах vt1, vt2 и трансформаторе т2. Когда открыт транзистор vt1 сигналом базовой обмотки оУ и транзистор vt4 сигналом с коэффициентом заполнения у от УУ. происходит отдача энергии в нагрузку от источника е через трансформатор Г/, а также отдача энергии конденсатора с2 в цепь базы транзистора vt1 через трансформатор т2 и подзаряд конденсатора С/. Во время паузы, когда транзистор vt4 закрыт, первичная обмотка трансформатора т1 закорочена открытым транзистором vt1 и диодом vd1. в данном устройстве мощность цепи управления транзисторами- vt3, vt4 может быть уменьшена в 2 pa.ia

и»

Рис. 2.20

ПО сравнению со схемами с независимым управлением.

В связи с тем, что автогенератор собран по схеме с коммутирующим трансформатором Т2, включение закрытого транзистора происходит в результате закрывания открытого после того, как в нем полностью заканчивается процесс рассасывания избыточных носителей в области базы. Поэтому сквозные токи в транзисторах VTI, VT2 практически отсутствуют. Процесс коммутации мощных транзисторов конвертора с высоким входным напряжением (340-590 В) сопровождается значительными (двух-трехкратными от номинального значения) перегрузками по мгновенной (импульсной) мощности, что приводит к локальному перегреву коллекторного перехода транзистора и выходу его из строя. Такой режим обусловлен инерционрюстью применяемых в настоящее время высоковольтных транзисторов и высокочастотных диодов.

Постоянную времени транзистора тут можно найти, зная модуль коэффициента его передачи \ h.i-J на высокой частоте / и пренебрегая сопротивлением эмиттера на больших токах [251: хут = 12л j/isial /• Так. постоянная времени транзистора КТ809 при / = 3,5 МГц (модуль пп1 1,5) равна хут 0,03 мкс.

Перегрузка транзисторов конвертора по мгновенной мощности при (юстоянной времени указанного порядка характерна для нерегулируемых мостовой и полумостовой схем ТДК из-за протекания в плече транзисторов сквозного тока. Такой режим и пути его устранения подробнее рассмотрены в гл. 1П.

Перегрузка транзисторов регулируемого конвертора по мгновенной мощности объясняется инерционностью диодов хуо выпрямителя и характерна тем, что по окончании паузы (при y <С 1) транзисторы плеча открываются на время восстановления обратного сопротивления диодов выпрямителя на короткозамкнутый контур. За время коммутации мощных транзисторов ток через дроссель фильтра не успевает существенно измениться (на рис. 2.20-2.23 этот дроссель не показан). Таким образом, в течение всего интервала рассасывания неосновных носителей заряда в базовых областях закрываемых диодов инвертор работает в режиме короткого замыкания на его выходе и, следовательно, выходное напряжение равно нулю. Ток через транзисторы быстро нарастает. При этом к открываемым транзисторам приложено полное напряжение сетевого выпрямителя. В результате изменяется смещение эмиттерного перехода, ток эмиттера оказывается неравномерно распределенным по пло-

щади перехода и сосредоточивается в периферийных областях эмиттера, наиболее близко расположенных к базовым контактам. Это ведет к локальным перегревам и к необратимым изменениям структуры транзистора.

Работа транзистора характеризуется временем его открытия и закрытия. Причем время закрытия транзистора больше времени его открытия на длительность процесса рассасывания /р ут избыточных носителей в базовом переходе закрываемого транзистора. Время рассасывания tpVT существенно зависит от степени насыщения таранзисто-ра, и тем больше, чем выше степень его насыщения.

В инверторах, работающих на изменяющуюся нагрузку, при постоянном токе базы, который рассчитан из условия получения максимального тока коллектора /к max, степень насыщения транзисторов увеличивается с уменьшением тока нагрузки. Время рассасывания tpvr транзистора зависит от инерционности транзистора хут и от параметров его управляющей и силовой цепей [251:

fpVT=Xvr In (/б1 "/б2) h2\э/iЫmax-12\э!ъ2),

где /б1, /б2 - соответственно токи базы транзистора при его открывании и закрывании. Таким образом, время рассасывания tpvr зависит от токов базы транзистора и будет максимальным при токе коллектора /к - О, т. е. в режиме холостого хода конвертора.

Время рассасывания tpyr определяет уровень динамических потерь транзисторов P-yт которые могут составлять для современных транзисторов до 10 % от выходной мощности конвертора. Мощность Рут на интервале рассасывания избыточных носителей можно определить по выражению [261 Рут -= 2 Eh.i.jBKaJp vt /п, rjxe Ej.j/ Emin - кратность изменения напряжения сетевого выпрямителя; Бнас - ток базы насыщенного транзистора.

Расчет показал, что при напряжении питания 200 В и рабочей частоте / п = 20 кГц динамические потери в инверторе с выходной мощностью 200 Вт составляют 35 Вт, а время рассасывания tyr = 2,1 мкс. Следовательно, КПД инвертора не превышает 85 % без учета статических потерь Рсут, которые определяются для транзистора, находящегося в режиме насыщения, выражением Pcvt = (/внас вэнас + + /VmaxA-vr) Ymax/2e, гдс t/Бэ нас " напряжение "а переходе база-эмиттер насыщенного транзистора.

Современный высокочастотный диод, так же как и транзистор конвертора, характеризуется динамическими потерями, мощность которых определяется для каждого диода устройства выпрямления на этапе с восстановления обратного сопротивления диода согласно выражению [25] Рд УО = 0,4 къ U.I o&pfnvD где - напряжение на вторичной обмотке трансформатора; /обр - обратный ток перехода.

Коэффициент къ учитывает схему выпрямителя и для мостовой схемы равен единице, а для схемы со средней точкой - двум. Статические

потери мощности на диоде выпрямителя с LC-фильтром Руо -

- 2 inrvD + /„„,e) 4- art.

Уменьшить динамические потери в транзисторе для повышения КПД и функциональной надежности можно воздействием на цепь управления транзистора, что будет рассмотрено ниже, или на силовую цепь, что позволяет к тому же уменьшить перегрузку транзистора по мгновенной мощности.

Чтобы предотвратить вторичный пробой мощного транзистора инвертора из-за высокой концентрации энергии в объеме полупроводника при коммутационных процессах необходимо формировать режим безопасного переключения транзистора. Такой режим заключается в задержке нарастания тока коллектора /к при открывании транзистора (участок а - b на рис. 2.21), когда напряжение иэ уменьшается (участок / - Ь), или в задержке нарастания напряжения на коллекторе при закрывании (участок d - f), когда ток коллектора уменьшается от максимального значения /к тахДО нуля (участок/- d). На рис. 2.21 заштрихованная область диаграммы переключения транзистора соответствует недопустимому сочетанию тока и напряжения на транзисторе, при котором наступает необратимый тепловой пробой транзистора.

Уменьшить мгновенную мощность, выделяемую на транзисторах, можно ограничением тока коллектора с помощью ограничительного резистора, который автоматически включается в цепь питания конвертора на время восстановления обратного сопротивления диодов выпрямителя. Задержку нарастания тока коллектора во время открывания транзистора можно обеспечить с помощью задерживающего дросселя с самонасыщением, введенного в коллекторную цепь. В этом случае при открывании транзистора напряжение СВ практически полностью прикладывается к дросселю и по цепи коллектора протекает лишь ток

намагничивания дросселя. Нагрузка включается при насыщении дросселя, время насыщения которого /g-=l,5-2 мкс, если в базе транзистора уже сформировался достаточный заряд носителей. Поэтому процесс открывания транзистора проходит практически без динамических потерь. Необходимые параметры (число витков W и сечение магнитопровода s) для расчета дросселя можно найти из соотношения t, - WS (Bs - В,)/Е, где В, ~ индукция насыщения материала магнитопровода дросселя.

На рис. 2.22, а приведена схема Рис. 2.21 регулируемого мостового ТДК с

Е кэг

?IV2

Рис. 2.22

дросселем L, обеспечивающим рассмотренную выше задержку открывания транзисторов, а на рис. 2.22, 6 - диаграммы напряжений на элементах [27]. Регулируемое плечо транзисторов VTI, VT2 управляется импульсами с коэффициентом заполнения у, определяемым отклонением напряжения на нагрузке от заданного. Нерегулируемое плечо транзисторов VT3, VT4 управляется импульсами с длительностью в полупериод.

Открывание транзисторов VT1, УГ- происходит с задержкой, обусловленной влиянием полуобмотки дросселя/.. Во время открытого состояния транзисторов энергия источника передается в нагрузку через трансформатор Г, а также накапливается энергия в дросселе L. Напряжение U\ на первичной обмотке трансформатора будет меньше напряжения £ источника на напряжение Ll на дросселе без учета падения напряжения на транзисторах в прямом направлении.

Эффективным средством уменьшения мгновенной мощности на транзисторе при его закрывании является введение параллельно коллекторно-эмиттерному переходу задерживающей цепочки ЗЦ, состоящей из резистора емкости С и диода VD, как показано на рис. 2.23 [28]. В этом случае задержка нарастания напряжения на коллекторе транзистора при его закрывании происходит потому, что напряжение на конденсаторе, а следовательно, и на транзисторе возрастает по экспоненте с постоянной времени {Rl-\-R2) С. В регулируемом мостовом ТДК на интервале паузы напряжение сетевого выпрямителя Е распределяется примерно поровну на транзисторах и на конденсаторах. Однако при включении пары транзисторов одного плеча инвертора на другой паре транзисторов, которая в этот полупериод закрыта, напряжение на каждом транзисторе повышается до уровня Е. Это означает дозаряд соответствующего конденсатора цепочки значительным током, который протекает через открывающийся транзистор, что недопустимо. Для ограничения