(рис. 2.14, а), состоящий их двух однотипных ТОК с размагничивающими обмотками Wpi, аУр2, включенными по входным и выходным цепям параллельно и работающими на общий ICD-фильтр [17]. Мощные транзисторы VTI и VT2 включаются сигналом управления попеременно со сдвигом по фазе на 180" относительно друг друга. Если транзистор VT1 находится в режиме насыщения (рис. 2.14, б), то энергия первичного источника Е через трансформатор Т1, диод VD1 передается в нагрузку и LCD-фильтр. Магнитопровод TJ намагничивается в прямом направлении. В то же время за счет наводимой ЭДС на дополнительной обмотке Шдо„1 начинает протекать ток через диод VD2, резистор R и дополнительную обмотку !Хдо„ второго инвертора, обеспечивая тем самым намагничивание магнитопровода Т2 в обратном направлении. Когда транзистор УТЛ закрывается, то происходит размагничивание магнитопровода Т1 из-за действия обмотки Wpi.

При подаче импульса управления на транзистор VT2 он открывается и энергия передается в нагрузку и LCD-фильтр, а также намагничивается магнитопровод Т2 в прямом направлении. Магнитопровод TJ намагничивается в обратном направлении током, протекающим в цепи "до112 дога, VD2, R , от наведенной ЭДС на дополнительной обмотке Шдо1,2- По окончании импульса управления транзистор VT2 переходит в режим отсечки, магнитопровод Т2 размагничивается под действием тока обмотки Wp2- При подаче следующего импульса управления на транзистор VT1 все процессы повторяются.

На рис. 2.15, а приведена схема регулируемого ТОК с подключением размагничивающей обмотки Wp на вторичной стороне Т непосредственно к нагрузке (точка а) или к сглаживающему LCD-фильтру

И rl n m

Рис. 2.14 40

T 2

E L

УЛ2 VJ]3

ТгЬ\-

Piic. 2.15

(точка Ь). Во втором случае энергия обратного такта подается через обмотку пур в LCD-фильтр, что приводит к уменьшению пульсаций напряжения С/ц, но при этом увеличиваются перенапряжения на элементах ТОК из-за протекания через обмотку Шр не только тока размагничивания, но и части тока дросселя фильтра.

Уменьшить перенапряжения на элементах ТОК и упростить конструкцию трансформатора исключением обмотки Wp без ухудшения коэффициента сглаживания при условии выполнения требования по размагничиванию магнитопровода Т можно за счет создания контуров протекания тока вторичной обмотки Wo, когда транзистор VT открыт или закрыт (рис. 2.15, б) [18]. Если тран.зистор VT открыт, то во вторичной цепи Т протекает ток от вывода / к выводу 2 через диод VD1, дроссель L, нагрузку, емкость С„, диод VD3. Происходит отдача энергии в нагрузку и накопительный LC-фильтр. Одновременно в магнитопроводе V накапливается индуктивная энергия. Когда транзистор VT закрыт, магнитопровод Т начинает размагничиваться и на обмотке оу-г наводится ЭДС противоположной полярности, которая прикладывается с С-фильтру и нагрузке. Протекает ток размагничивания магнитопровода Т по цепи: вывод 2, диод VD2, нагрузка, емкость Сн, Диод

VD4, вывод /. т

На рис. 2.15, в показана схема регулируемого ТОК с перемагничн-ванием магнитопровода Т за счет подключения размагничивающей обмотки Wp к выходным выводам конвертора с помощью транзистора VJ 1 на время, когда транзистор инвертора УТ закрыт [Ш.

База транзистора VT1 подключена через резистор R2 к входу LC-фильтра. Поэтому транзистор VT1 открывается только тогда, когда

-i-о

Puc. 2.16

сменится полярность ЭДС самоиндукции £?,, дросселя L, и лишь с этого момента начинается процесс перемагничивания магнитопровода 7, а также форсированный процесс закрытия диода VD и открытия Это позволяет уменьшить динамические потери в диодах и увеличить максимальный коэффициент заполнения импульсов 7,„ах- Резистор R1 служит для ограничения максимального тока через транзистор VT1 при насыщении магнитопровода Т во время обратного перемагничивания и может быть исключен при работе дросселя L в режиме прерывистых токов.

Одним из достоинств ТОК является то, что при его выключении происходит обязательное перемагничивание магнитопровода Т за счет энергии конденсатора С„ и, следовательно, броска коллекторного тока транзистора VT в момент его повторного включения не происходит. Для размагничивания магнитопровода Т и предотвращения броска коллекторного тока при повторном включении ТОК можно использовать накопленную энергию в дросселе, включенном на первичной стороне трансформатора [201 или в дросселе сглаживающего фильтра [211. В первом случае (рис. 2.16, а), когда транзистор VT находится в режиме насыщения, ток коллектора протекает по обмотке и обмотке дросселя Lp. Происходит намагничивание магнитопровода Т в прямом направлении и накопление энергии в дросселе Lp. Когда ттанзистор VT переходит в режим отсечки, энергия, накопленная в дросселе Lp, замыкается через диод KDp и обмотку w, обеспечивая тем самым перемагничивание магнитопровода Т.

Во втором случае (рис. 2.16, б), когда транзистор VT находится в режиме насыщения, ЭДС на обмотке w имеет полярность, показанную на схеме, и ее значение превьппает напряжение обмотки т. е. выполняется условие (/гЯ - L,,) /?p>/jL, где ----- w-Jw - коэффициент трансформации дросселя Lp.

Диод VDp закрыт, и процессы проходят аналогично процессам в схеме на рис. 2.12, б. Когда транзистор УТ переходит в режим отсечки, ЭДС на обмотке Шр., определяемая Ukp, меняет свою полярность на обратную и прикладывается к обмотке w, обеспечивая тем самым протекание тока перемагничивания магнитопровода Т.

Условием полного перемагничивания магнитопровода Т является выполнение неравенства kp > 1/(1 - i), для чего без ухудшения коэффициента сглаживания LC-фильтра необходимо увеличить индуктивность дросселя фильтра.

В рассмотренных выше схемах ТОК амплитуда максимального обратного напряжения, приложенного к мощному транзистору, выпрям-мительному и обратному диодам достигает уровня 2Е. Поэтому их используют при относительно низком входном напряжении, которое можно получить, применяя на выходе СВ импульсный регулятор напряжения.

Уменьшить напряжение на транзисторе ТОК до уровня напряжения L, что особенно важно, когда схема ТОК подключается непосредственно к СВ, и упростить конструкцию трансформатора, исключив размагничивающую обмотку Шр, можно путем применения однотактной полумостовой схемы конвертора (рис. 2.17, а). Однако в данной схеме удваивается число мощных транзисторов и диодов. Когда транзисторы VT1, VT2 открыты, происходит передача энергии первичного источника в нагрузку и в накопительный LCD-фильтр и магнитопровод Т намагничивается в прямом направлении. Когда один из транзисторов закрывается (например, VT1), накопленная в магнитопроводе энергия поступает от обмотки к конденсатору С через открытые транзистор VT2 (7 = 1) и диод VD2, обеспечивая тем самым намагничивание магнитопровода в обратном направлении.

Uvj2,

, !/2Emax 1

Сл}Ь

Рис. 2.17

Уменьшить напряжение на мощном транзисторе до уровня £„,ах можно также, используя сдвоенную схему полумостового ТОК, как показано на рис. 2.17, б [22]. Устройство состоит из двух однотипных ТОК с рекуперационными диодами VDL VD2, подключенными к входным конденсаторам С/ и С2, напряжение на которых составляет около 0,5 Lniax, чем и обеспечивается уменьшение в 2 раза обратного напряжения на диодах. Импульсы управления поступают на базы транзисторов со сдвигом во времени на 180.

Если транзистор VTI находится в режиме насыщения (рис. 2.17, в), то энергия конденсатора С/ передается в нагрузку через трансформатор Т1, диод VD3 и LCD-фильтр и магнитопровод Т1 намагничивается. При закрытии транзистора VT1 магнитопровод Т размагничивается током, протекающим по цепи: обмотка Шц, конденсатор С2, диод VD2, т. е. энергия трансформатора Т1 переходит в конденсатор С2.

Когда транзистор VT2 открывается, происходит аналогичная передача энергии в нагрузку конденсатором С2. Размагничивание магнитопровода Т2 происходит током, протекающим по цепи; обмотка Wi.,, диод VDI, конденсатор С/. Дроссель фильтра L отдает энергию в нагрузку только тогда, когда одновременно оба транзистора VT1 и VT2 закрыты.

Наряду с решением вопроса по перемагничиванию магнитопровода для однотактных схем конверторов не менее важным является решение проблемы уменьшения динамических потерь мощности на мощном транзисторе. Известны пути уменьшения этих потерь с помощью форсирующих цепочек в цепи управления, ускоряющих переключение транзистора, и с помощью yCD-цепочки в силовой цепи, изменяющей траекторию рабочей точки при переключении транзистора [23]. Эффект снижения динамических потерь мощности на транзисторе однотактного конвертора может быть достигнут также за счет сдвига напряжения между эмиттером и коллектором относительно тока коллектора при закрывании транзистора, что достигается шунтированием выходной цепи транзистора на интервале спада коллекторного тока диодом, включенным в обратном направлении.

Для накопления носителей в базе этого диода необходимо иметь дополнительный источник энергии, в качестве которого может быть использовано напряжение дополнительной обмотки о п трансформатора Т. Схема ТОК с применением де.мпфирующего диода KDдeмп приведена на рис. 2.18 [24]. Здесь должен использоваться диод, обла-Рис. 2.18 дающий как можно меньцим вре-

менем рассасывания избыточных носителей (0,5-1 мкс) и временем восстановления обратного сопротивления (0,1-0,3 мкс). Сопротивление резистора R выбирают из условия обеспечения прямого тока /„р 0,1 /ог,р диода I/DдeмII для накопления достаточного заряда избыточных носителей в его базе, где / обр - обратный ток диода.

Практическая реализация ТОК показала, что мощность потерь на транзисторе типа КТ828А во время его закрывания составила 45 Вт за 0,3 мкс по сравнению с 700 Вт за 1 мкс в схеме без демпфирующего диода.

2.3. РЕГУЛИРУЕМЫЕ ДВУХТАКТНЫЕ КОНВЕРТОРЫ

В настоящее время широкое распространение получили ИВЭП с бестрансформаторным входом, построенные на основе полумостовых или мостовых регулируемых двухтактных конверторов с трансформаторным выходом (ТДК), в которых совмещены функции преобразования электрической энергии и ее регулирования за счет УУ, основанного на принципе широтно-импульсной модуляции. Для таких ИВЭП характерным является наличие относительно мощного сглаживающего LC-фильтра, необходимого для сглаживания напряжения на вторичной обмотке трансформатора. Напряжение имеет прямоугольную форму с регулируемой по длительности паузой при нулевом значении напряжения, зависящей от изменения дестабилизирующих факторов (изменения входного напряжения, тока нагрузки, температуры).

На рис. 2.19 приведены схемы регулируемых полумостового (а) и мостового (/;) ТДК, а также диаграммы (б, г, д) сигналов управления UvT транзисторами конверторов, напряжения на вторичной обмотке трансформатора и напряжения на нагрузке L„,

В полумостовой схеме ТДК, когда транзистор VTI открыт на время уТ/2, а VT2 закрыт, происходит передача энергии от конденсатора С/ в нагрузку и в накопительный LC-фильтр. Одновременно подзаряжается конденсатор С2. Во время паузы, когда транзисторы VT1 и VT2 закрыты, конденсатор Сн фильтра разряжается на нагрузку и энергия дросселя L отдается в нагрузку через оба диода VD1 и VD2. С момента открывания транзистора VT2 накопленная конденсатором С2 энергия будет передаваться во вторичную цепь трансформатора, а конденсатор С/ подзаряжаться.

В мостовой схеме ТДК транзисторы одного плеча {VTI, VT2) управляются импульсами длительностью в полупериод (рис. 2.19, г), а другого плгчг{УТЗ, VT4) - импульсами длительностью уТ12. Такое управление обеспечивает протекание симметричного переменного тока в первичной обмотке трансформатора. При фазовом управлении мостовой схемой (рис. 2.19, д) все транзисторы управляются прямоугольными импульсами длительностью в полу период Г. 2, но для транзисторов, включенных в противоположные плечи моста, например VT1 и VT4, импульсы сдвинуты один относительно другого на некоторый угол ф.