Главная страница  Источники вторичного электропитания 

[0] [1] [2] [3] [4] [ 5 ] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]


2 ii

Puc. 2.10

При указанных на схеме параметрах элементов R6 и С1 время t.. выхода устройства на установившийся режим {Е = 200 В) дозаряда конденсатора емкостью 220 мкФ при напряжении сети 220 В составило 0,5 с (50 л при / 50 Гц).

2.2. ТРАНСФОРМАТОРНЫЕ ОДНОТАКТНЫЕ СХЕМЫ КОНВЕРТОРОВ

На вход трансформаторных однотактных конверторов (ТОК) поступает напряжение Е постоянного тока СВ. С выхода ТОК снимается напряжение постоянного тока требуемого уровня, допустимых нестабильности и пульсаций. Если на вход подается нестабилизирован-ное напряжение, а на базу мощного транзистора поступают импульсы управления с коэффициентом заполнения у, то ТОК будет регулируемым. Если входное напряжение предварительно стабилизируется с помощью, например, ИРН, а на базу мощного транзистора поступают импульсы, длительность которых постоянна и равна полу периоду работы инвертора, то ТОК будет нерегулируемым. Как регулируемые, так и нерегулируемые ТОК могут быть выполнены по схеме с «обратным» включением выпрямительного диода VD (рис. 2.11, а). В данном ТОК ненасыщающийся трансформатор Т выполняет функции индуктивного накопителя энергии, когда транзистор VT находится в режиме насыщения (интервал времени tx на рис. 2.11, б). Во время паузы (Д,) накопленная энергия через вторичную обмотку Т подается в наг-

рузку и подзаряжает конденсатор Сн- В интервале tx диод VD закрыт и конденсатор Сн частично разряжается на нагрузку. Изменяя коэффициент заполнения импульсов у txT, можно регулировать среднее выходное напряжение [15]:

и, - [у (E-AUvT-AUx) kl{\ -y)]-AUvD~AU.,, (2.15)

где k w.Jwx -коэффициент трансформации Г; AUvt , AUvd, AUx, AU.2 - прямое падение напряжения соответственно на транзисторе, диоде, активном сопротивлении обмоток Wx, трансформатора.

Как видно из (2.16), в данной схеме напряжение Un не зависит от тока нагрузки и частоты переключения /□ транзистора, а определяется коэффициентом заполнения импульсов у, т. е. регулирование напряжения и„ возможно только за счет ШИМ сигнала управления. Ток коллектора 1к достигает своего предельного значения в интервале tx и будет максимальным при 7 = 7 min-

к max -

j max

7min,

max ИТ11П

где 7mln Hinax(-ma x

заполнения импульсов; максимальное напряжение напряжение на нагрузке

2Ii/n

Unmxv) - минимальный коэффициент выходная мощность источника; тах- выходе СВ; С/н mi,. - минимальное

Средний ток транзистора за время tx может быть доведен до максимально допустимого, поэтому данный преобразователь обладает повышенной выходной мощностью и может работать при изменяющемся токе нагрузки, что является одним из его достоинств.

vr V

i2 VD if.

5 Т Jlf

t, I


f cot

Puc. 2.11



Напряжение на транзисторе будет максимальным, когда он находится в режиме отсечки:

КГшах =---£тах =-£тах/( 1 - Ymax),

где Ymax = n(-£min н) - максимальный коэффициент заполнения импульсов.

Обратное напряжение на диоде

UvD обр =-£тах 2/(1 -Ymax)-

Минимальная индуктивность LI первичной обмотки трансформатора Т, при которой обеспечивается режим непрерывного тока f\:

Ll min =ЕУном.( Yhom)/2/н min /п »

где Yhom = UJ{Ek \- Uh) - номинальный коэффициент заполнения импульсов; Е, (/„ - номинальные значения напряжений на входе и выходе схемы; /umin - минимальный ток нагрузки.

Для удовлетворения требований по динамическим и статическим характеристикам конвертора целесообразно индуктивность выбирать из условия Ll = (1,1 - 1,2) Liinin. Если конвертор работает с постоянным током нагрузки, то для определения Lunin можно принять /нт1п (0,2-0,3) /„. Емкость конденсатора рассчитывают исходя из требований по размаху напряжения пульсаций на выходе конвертора. Он будет максимальным в том случае, если ток в нагрузке в течение относительно малого промежутка времени г., поддерживается за счет накопленной энергии в Lj

у 2 sin Y,, я 2"Vn(l-Ymax) Un

2л/п L

1 min

Для данной схемы ТОК характерно значительное перенапряжение на коллекторе транзистора вследствие индуктивности рассеяния первичной обмотки трансформатора, а магнитопровод трансформатора должен допускать работу с большими ампер-витками подмагничивания Лтах 1, ЧТО требует введения воздушного зазора.

Схема нерегулируемого ТОК с «прямым» включением диода показана на рис. 2.12, а. Когда транзистор VT находится в режиме насыщения, энергия первичного источника поступает через трансформатор Т как в нагрузку, так и на заряд конденсатора Сн, а затем, когда транзистор закрыт, конденсатор С„ отдает накопленную энергию в нагрузку. Следовательно, при использовании данной схемы можно получить вдвое большую мощность на выходе конвертора, чем в схеме с «обратным» включением диода (рис. 2.11, а). Форма тока коллектора iy близка к прямоугольной, а его значение зависит от индуктивности первичной обмотки L, 2Р„/г1/;„,ах/и сопротивления нагрузки /?„ и емкости конденсатора Сн - PJ2iEUJ„. 36

>-

Рис. 2.12

1 Н

Однако в данной схеме при закрывании транзистора на элементах ТОК возникают перенапряжения, особенно значительные при холостом ходе конвертора. Для исключения возможного пробоя транзистора, диода и обмоток трансформатора применяют блокировочный конденсатор Сб, который можно подключить к одной из обмоток трансформатора, увеличивая тем самым приведенное к первичной обмотке значение собственных емкостей обмоток и транзистора. Снижение перенапряжений за счет включения Со приводит к некоторому увеличению потерь в режиме переключения транзистора, т. е. к снижению КПД до уровня 60 - 75%.

Одним из путей повышения КПД и уменьшения перенапряжений на элементах устройства является использование энергии, накопленной в магнитном поле магнитопровода Т и выделяемой в обмотке ш, во время размагничивания магнитопровода трансформатора, т. е. во время нахождения транзистора в режиме отсечки. Обратный такт работы наиболее характерен для регулируемого ТОК с «прямым» включением диода. В этом случае применяют LC-фильтр с обратным включением диода VD для создания цепи протекания тока дросселя фильтра во время паузы.

При проектировании однотактных конверторов важно обеспечить размагничивание их магнитопровода как в установившемся режиме работы, так и при выключении ИВЭП, поскольку в противном случае при следующем включении ИВЭП магнитопровод окажется насыщенным и произойдет неограниченный рост коллекторного тока транзистора, что приведет к его отказу.

Конверторы с «прямым» включением диода с применением обратного такта делятся на конверторы с передачей энергии обратного такта в первичный источник и конверторы с передачей ее в нагрузку с помощью размагничивающей обмотки, расположенной соответственно на первичной или вторичной стороне трансформатора. На рис. 2.12, б приведена схема ТОК с размагничивающей обмоткой Шр, замкнутой на



источник питания через рекуперационный диод VDp. Чтобы предотвратить насыщение магнитопровода, обмотки и Wp должны иметь между собой сильную магнитную связь и одинаковые числа витков.

Когда транзистор VT находится в режиме насыщения, энергия первичного источника через трансформатор передается в нагрузку. При этом происходит намагничивание магнитопровода в прямом направлении (участок а - в на рис. 2.12, в). Когда транзистор за счет сигнала управления закрывается, в нагрузку поступает как энергия, запасенная в конденсаторе С„, так и энергия, запасенная в дросселе L (через диод VDf), поддерживая тем самым среднее значение напряжения (Ун на определенном уровне. Одновременно под действием ЭДС обмотки Wp по ней через диод VDp протекает ток ip Ey/2LJn, создающий ампер-витки прежней полярности и размагничивающий магнитопровод в обратном направлении (участок b - с на рис. 2.12, в). Этот ток должен достигнуть нулевого значения до момента повторного открывания транзистора, так как иначе будет происходить насыщение магнитопровода. В этой схеме амплитуда коллекторного напряжения транзистора, если он находится в режиме отсечки, и обратного напряжения на диоде достигает значения 2Е из-за ЭДС обмотки Шр и имеет место существенное недоиспользование трансформатора по индукции (рис. 2.12, в).

Максимальный коэффициент заполнения импульсов Vmax определяется соотношением витков обмоток и Wp и при их равенстве достигает Ymax = Wi/{Wi + Wp) < 0,5. Напряжение на нагрузке U учитывая падения напряжения на элементах конвертора, связано с напряжением Е соотношением

U„=ky {E-AUvT-AVx)- AUvD- Af/g.

Конденсатор Cq служит для создания цепи протекания тока размагничивания магнитопровода Т при выключении конвертора, что предотвращает бросок коллекторного тока мощного транзистора в момент следующего включения схемы.

Рассмотренный метод размагничивания ампер-витками одной полярности ограничивает нижний предел изменения индукции ее остаточным значением В., поэтому диапазон изменения индукции АВ от В до В г значительно меньше возможного 2 5. Небольшое дополнительное размагничивание вихревыми токами (участок с - d на рис. 2,12, в) не спасает положения. Для ощутимого увеличения диапазона А В магнитопровод выполняют с воздушным зазором, однако из-за увеличения намагничивающего тока такой прием приводит к завышенной массе конвертора.

Для лучшего использования трансформатора по индукции, т. е. увеличения размаха изменения индукции Л В, необходимо иметь цепь для протекания тока размагничивания магнитопровода Т, создающего отрицательную напряженность, когда мощный транзистор находится в режиме отсечки. В этом случае можно обеспечить АВ 2Вгп, как и в 38


Рис. 2.13

двухтактной схеме конвертора. При этом снижается остаточная индукция магнитопровода и средняя магнитная проницаемость его оказывается выше. Это достигается заменой рекуперационного диода VDp (рис. 2.12, б) на дополнительный маломощный транзистор (ключ), управление которым может осуществляться от базовой обмотки или от специального формирователя сигнала управления. В первом случае ключ открывается за счет ЭДС самоиндукции в базовой обмотке, появляющейся только после окончания процесса рассасывания избыточных носителей в мощном транзисторе и выпрямительном диоде.

Во втором случае сигнал управления от формирователя поступает на маломощный транзистор одновременно с окончанием импульса управления транзистором. Тем самым обеспечивается форсированный процесс переключения мощного транзистора выпрямительного диода, Следовательно, появляется воможность уменьшить динамические потери в мощном транзисторе и диоде, а также увеличить максимальный коэффициент заполнения импульсов управления мощным транзистором.

На рис. 2.13, а приведена схема регулируемого ТОК, обладающая способностью перемагничивания магнитопровода Т отрицательной напряженностью за счет энергии первичного источника, поступающей в обмотку Wn через всгюмогательный маломощный транзистор VT2, при выключенном транзисторе VT1 (участок b - с - d на рис. 2.13. б) Пб. Открывание транзистора VT2 осуществляется ЭДС, наводимой в базовой обмотке шо-Конденсатор С1 передает свою энергию в обмотку Wn при выключении схемы, обеспечивая тем самым продолжение протекания процесса перемагничивания магнитопровода Г для возможности повторного включения схемы без выброса коллекторного тока транзистора VT1. Диод VD1 исключает возможность разряда конденсатора С1 по цепи транзистора VT1, если он находится в режиме насыщения.

Получить размах индукции ЛБ = 2 5 в магнитопроводе Т однотактного конвертора можно, применив сдвоенный конвертор




[0] [1] [2] [3] [4] [ 5 ] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]

0.0239