Главная страница  Источники вторичного электропитания 

[0] [1] [2] [3] [ 4 ] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]

Kn сз-

£


Рис. 2.5

чения СВ, имеющего на выходе сглаживающий конденсатор, напряжение на выводах которого в момент включения равно нулю.

На рис. 2.5, а показана цепь заряда конденсатора при замыкании ключа Кл. Резистор гхи соответствует статическому сопротивлению диодов схемы выпрямления в прямом направлении: tvd 1,2 /7пр пр, где /„р - средний выпрямленный ток диода; U- падение напряжения на диоде в прямом направлении.

В цепи заряда конденсатора протекает пульсирующий ток выпрямителя гпв (рис. 2.5, б). Этот ток может быть представлен в виде постоянной и ряда гармонических составляющих, которые практически не оказывают влияния на переходный процесс при включении СВ. Поэтому ограничимся учетом только среднего значения пульсирующего тока и рассмотрим переходный процесс при подключении емкостного фильтра к источнику постоянного тока с максимальным значением напряжения тах соответствующим амплитудному значению напряжения сети

при максимальном его уровне Еу = (/em max =1,1 Uc-

Напряжение на конденсаторе (рис. 2.5, б) увеличивается согласно выражению

(2.4)

и с и.

С г71 max

1--е

и за время заряда /3 Гуп С достигнет уровня £тах = mmax -

- UvD Uc т max, гдс UvD - прямос падсние напряжсния на диоде. Ток заряда конденсатора описывается выражением

«3-

с т шах

- ti г

и при bit я/2 (рис. 2.5, б) достигнет максимального значения

3 max " cm max

превышающего в сотни раз допустимый прямой ток диода. 28

(2.5)

(2.6)

Для уменьшения тока /;,„,ах до допустимого уровня тока перегрузки диода / „ер в цепь заряда включают токоограничительный резистор /?„, сопротивление которого определяют без учета сопротивления гуо из соотношения - (/cmmax ..ер- Замстим, однако, что введение то-коограничивающего резистора Ro резко снижает КПД СВ.

В табл. 2.1 приведены справочные данные диодов, наиболее широко применяемых в СВ, и расчетные значения их статического сопротивления /4.7,, токоограничительного резистора Ro с учетом перегрузочной способности диодов, а также расчетные значения КПД (г1в) для трех схем выпрямления (рис. 2.2, а - б) при напряжении сети 220 В -ч 10 % и 380 В 10 %. Из таблицы видно, что включение в схему СВ токоограничительного резистора Ro снижает КПД выпрямителя до 0,4 - О 8 и поэтому не позволяет применять его в источниках средней и большой мощностей. Вводить резистор Ro в ИВЭП с бестрансформаторным входом целесообразно лишь при выходной мощности до 50 Вт.

Таблица 2.1

Тип диода

и.пр

220 B-flC

380 В

+ 10%

Схема на рис . 2 .2 .в

Схема иа рис . 2 .2,а

Схема на рис. 2.2,0

КТ105

0,4; 0,8

0.96

0,94

33,2

0,94

КД209

0.4; 0,8

56,3

0.76

0,65

2Д215

0,4; 0,6

31.8

0,79

КЦ402

0,4; 0,6

3,75

0,84

0,85

-

2Д220

0.4; 1

0,89

0,85

2Д202

0,4; 0,6

0,24

10,9

0,66

0,49

2Д203

0.6; 1

0,12

0,59

12,1

2Д210

0,8; 1

0,12

0,59

12,1

Одним из путей повышения КПД СВ до уровня 0,97-0,98 является шунтирование резистора Ro с помощью контактора, тиристора или транзистора, когда напряжение на конденсаторе достигнет номинального значения Е. Применение контактора снижает надежность устройства из-за наличия механических контактов. Недостатком тиристор-ного ключа является вероятность его самоотпирания из-за большой скорости нарастания напряжения анод - катод тиристора при включении напряжения сети. В этих условиях применения транзисторов предпочтительнее, однако они выдерживают меньшие перегрузки.

На рис. 2.6 показана схема устройства плавного включения, выполненного на тиристоре. В исходном состоянии шунтирующий тиристор VS выключен и при замыкании ключа Кл происходит заряд конденсатора С/ через токоограничительный резистор Rq. Когда напряжение на конденсаторе С/ достигнет номинального уровня £, с устройства




Рис. 2.6

управления подается сигнал управления ур на ключи инвертора U. Так как инвертор имеет трансформаторный выход, во вторичной добавочной обмотке появляется напряжение, которое выпрямляется диодами VDU VD2, сглаживается R2C2-филътpoм и подается на управляющий электрод тиристора VS. Он открывается, шунтирует и остается в этом состоянии до тех пор, пока работает инвертор. В этом случае к потерям мощности на диодах выпрямителя добавляются потери на тиристоре, которые, однако, мало влияют на общий КПД.

Для снижения массы СВ и повышения его надежности целесообразно выполнить выпрямитель на однотипных модулях, соединенных, как показано на рис. 2,7, а, по входным и выходным цепям параллельно. Каждый из модулей включает мостовую схему выпрямления, ограничительный резистор Rq и предохранитель. В этом случае также увеличивается КПД СВ, так как мощность потерь Рр на резисторе R будет определяться соотношением Р} - {I\IN) R, где ток 1 =

= тахяЫс т ш1п - ПОТрсбЛЯСМЫЙ ОТ ССТИ ТОК ПрИ МЗКСИМаЛЬНОМ

токе нагрузки /нтах; - hkJa.up - число модулей с учетом заданного коэффициента загрузки по току.

На рис. 2.7, б приведены зависимости массы выпрямителя 6в от его выходной мощности Р, выполненного по модульному принципу на различных диодах при заданной надежности р (5000) 0,999. Из графика видна эффективность построения выпрямителя на модулях с диодами типа КД105Р.

Ограничить бросок тока заряда конденсатора и сохранить КПД относительно высоким можно, заменив резистор Rq линейным токоогра-ничивающим дросселем. В этом случае переходные процессы в цепи заряда конденсатора (рис. 2.8, а) описываются уравнениями

с т max

~ 3 VD -f L

гз dt =E,

(2.7) (2.8)

из которых можно определить напряжение на конденсаторе

f/c=cmmax(l-COS 0)ф /)

И ток его заряда

с т max

СОф L

е-" sin 0)ф /,

(2.9)

(2.10)

где О)

l/yiC - собственная частота LC-фильтра; a = Rvo2L

коэффициент затухания цепи заряда.

Из выражения (2.9) следует, что когда cos о)ф =1, т. е. «ф = = я (рис. 2.8, б), и при условии а < Оф возникает первый экстремум напряжения на конденсаторе, который появляется за счет отдачи энергии, накопленной в дросселе во время увеличения тока заряда i. Для этого случая максимальное напряжение на конденсаторе

Сметах -Uc

т max

(2.11)

и зависит от параметров LC-фильтра.

Таким образом, задача сводится к отысканию соотношения LC, обеспечивающего выброс напряжения, допустимый для выбранного типа конденсатора, при одновременном удовлетворении требования на допустимые пульсации на нем. Обозначив {Uc maJc mmax) - 1 через

А(/с max/cmmax, МОЖНО ОПреДСЛИТЬ

=1/ т"

с max

(2.12)

с т max

Следующая задача проектирования СВ состоит в определении индуктивности дросселя и емкости конденсатора LC-фильтра. Расчет



0,2 0, 0,6 0,8 Рд, Вт



индуктивности L дросселя необходимо проводить исходя из условия ограничения максимального тока /зах заряда конденсатора значением, допустимым для тока перегрузки диода /„ер- Из (2.10) следует, что при sin (Оф t \, т. е. соф t = п/2 (рис. 2.8, б), и при условии о)ф > а ток заряда будет максимальным:

3 max

с т max

/о)ф L.

(2.13)

Зная допустимый ток перегрузки диода /„ер и произведение LC, можно определить индуктивность токоограничивающего дросселя:

/lueuVrC, (2.14)

L==U

с ni шах/

а затем из произведения LC - емкость конденсатора С (предполагая, что тип конденсатора уже выбран и исходя из допустимых перегрузок по напряжению и амплитуде пульсаций).

Плавный заряд конденсатора фильтра СВ с возможностью регулирования уровня выпрямленного напряжения можно обеспечить при помощи схемы, приведенной на рис. 2.9. Такой заряд обеспечивается плавным изменением угла включения а тиристора от предыдущего полупериода напряжения сети к последующему в диапазоне от а = л (первый полупериод после момента включения ключа Кл) по « - {2п + I) л/2 - В (момент на рис. 2.10), когда наступает установившийся процесс дозаряда конденсатора с углом отсечки G.

При замыкании ключа Кл (рис. 2.9) напряжение сети поступает на устройство плавного включения и на внутренний источник питания с

/Г/7

с m max

гл глох

Рис. 2.8



Рис. 2.9

ВЫХОДНЫМ напряжением 40 В (на схеме не показан), который обеспечивает энергией устройства управления и пуска. На вход триггера Шмитта, собранного на транзисторах УГ/, VT2 (КТ315), подается выпрямленное напряжение сети U. Когда оно становится равным нулю, т.е. в моменты /гл, на выходе триггера формируются короткие импульсы синхронизации w.2. При поступлении импульсов к ключевому каскаду на транзисторе VT3 (КТ361) через него разряжается конденсатор С2, чем обеспечивается привязка начала заряда этого конденсатора к полупериодам напряжения сети.

Генератор импульсов управления тиристорами выпрямителя собран на динисторе VD1 (КН102А) и транзисторе VT4 (КТ315). Длительность плавного заряда конденсатора фильтра до установившегося режима дозаряда (интервал - 3) определяется параметрами элементов цепочки R6 С1, угол а (момент /3 в установившемся режиме, а значит, и уровень выпрямленного напряжения Е) - параметрами элементов цепочки RIO, С2. До момента напряжение на конденсаторе С2 ниже заданного порогового уровня „ор и генератор не вырабатывает импульсов управления тиристорами. С момента времени ti появляются импульсы управления тиристорами с углом включения, близким к 180", т. е. конденсатор фильтра начинает заряжаться от низкого уровня напряжения Е. По мере заряда конденсатора С/ угол включения тиристоров уменьшается, обеспечивая тем самым увеличение напряжения Е, и с момента угол остается постоянным,

2 Зак. 1 7 79




[0] [1] [2] [3] [ 4 ] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]

0.0374