![]() |
Главная страница Источники вторичного электропитания [0] [1] [2] [3] [ 4 ] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] Kn сз- £ ![]() Рис. 2.5 чения СВ, имеющего на выходе сглаживающий конденсатор, напряжение на выводах которого в момент включения равно нулю. На рис. 2.5, а показана цепь заряда конденсатора при замыкании ключа Кл. Резистор гхи соответствует статическому сопротивлению диодов схемы выпрямления в прямом направлении: tvd 1,2 /7пр пр, где /„р - средний выпрямленный ток диода; U- падение напряжения на диоде в прямом направлении. В цепи заряда конденсатора протекает пульсирующий ток выпрямителя гпв (рис. 2.5, б). Этот ток может быть представлен в виде постоянной и ряда гармонических составляющих, которые практически не оказывают влияния на переходный процесс при включении СВ. Поэтому ограничимся учетом только среднего значения пульсирующего тока и рассмотрим переходный процесс при подключении емкостного фильтра к источнику постоянного тока с максимальным значением напряжения тах соответствующим амплитудному значению напряжения сети при максимальном его уровне Еу = (/em max =1,1 Uc- Напряжение на конденсаторе (рис. 2.5, б) увеличивается согласно выражению (2.4) и с и. С г71 max 1--е и за время заряда /3 Гуп С достигнет уровня £тах = mmax - - UvD Uc т max, гдс UvD - прямос падсние напряжсния на диоде. Ток заряда конденсатора описывается выражением «3- с т шах - ti г и при bit я/2 (рис. 2.5, б) достигнет максимального значения 3 max " cm max превышающего в сотни раз допустимый прямой ток диода. 28 (2.5) (2.6) Для уменьшения тока /;,„,ах до допустимого уровня тока перегрузки диода / „ер в цепь заряда включают токоограничительный резистор /?„, сопротивление которого определяют без учета сопротивления гуо из соотношения - (/cmmax ..ер- Замстим, однако, что введение то-коограничивающего резистора Ro резко снижает КПД СВ. В табл. 2.1 приведены справочные данные диодов, наиболее широко применяемых в СВ, и расчетные значения их статического сопротивления /4.7,, токоограничительного резистора Ro с учетом перегрузочной способности диодов, а также расчетные значения КПД (г1в) для трех схем выпрямления (рис. 2.2, а - б) при напряжении сети 220 В -ч 10 % и 380 В 10 %. Из таблицы видно, что включение в схему СВ токоограничительного резистора Ro снижает КПД выпрямителя до 0,4 - О 8 и поэтому не позволяет применять его в источниках средней и большой мощностей. Вводить резистор Ro в ИВЭП с бестрансформаторным входом целесообразно лишь при выходной мощности до 50 Вт. Таблица 2.1
Одним из путей повышения КПД СВ до уровня 0,97-0,98 является шунтирование резистора Ro с помощью контактора, тиристора или транзистора, когда напряжение на конденсаторе достигнет номинального значения Е. Применение контактора снижает надежность устройства из-за наличия механических контактов. Недостатком тиристор-ного ключа является вероятность его самоотпирания из-за большой скорости нарастания напряжения анод - катод тиристора при включении напряжения сети. В этих условиях применения транзисторов предпочтительнее, однако они выдерживают меньшие перегрузки. На рис. 2.6 показана схема устройства плавного включения, выполненного на тиристоре. В исходном состоянии шунтирующий тиристор VS выключен и при замыкании ключа Кл происходит заряд конденсатора С/ через токоограничительный резистор Rq. Когда напряжение на конденсаторе С/ достигнет номинального уровня £, с устройства ![]() Рис. 2.6 управления подается сигнал управления ур на ключи инвертора U. Так как инвертор имеет трансформаторный выход, во вторичной добавочной обмотке появляется напряжение, которое выпрямляется диодами VDU VD2, сглаживается R2C2-филътpoм и подается на управляющий электрод тиристора VS. Он открывается, шунтирует и остается в этом состоянии до тех пор, пока работает инвертор. В этом случае к потерям мощности на диодах выпрямителя добавляются потери на тиристоре, которые, однако, мало влияют на общий КПД. Для снижения массы СВ и повышения его надежности целесообразно выполнить выпрямитель на однотипных модулях, соединенных, как показано на рис. 2,7, а, по входным и выходным цепям параллельно. Каждый из модулей включает мостовую схему выпрямления, ограничительный резистор Rq и предохранитель. В этом случае также увеличивается КПД СВ, так как мощность потерь Рр на резисторе R будет определяться соотношением Р} - {I\IN) R, где ток 1 = = тахяЫс т ш1п - ПОТрсбЛЯСМЫЙ ОТ ССТИ ТОК ПрИ МЗКСИМаЛЬНОМ токе нагрузки /нтах; - hkJa.up - число модулей с учетом заданного коэффициента загрузки по току. На рис. 2.7, б приведены зависимости массы выпрямителя 6в от его выходной мощности Р, выполненного по модульному принципу на различных диодах при заданной надежности р (5000) 0,999. Из графика видна эффективность построения выпрямителя на модулях с диодами типа КД105Р. Ограничить бросок тока заряда конденсатора и сохранить КПД относительно высоким можно, заменив резистор Rq линейным токоогра-ничивающим дросселем. В этом случае переходные процессы в цепи заряда конденсатора (рис. 2.8, а) описываются уравнениями с т max ~ 3 VD -f L гз dt =E, (2.7) (2.8) из которых можно определить напряжение на конденсаторе f/c=cmmax(l-COS 0)ф /) И ток его заряда с т max СОф L е-" sin 0)ф /, (2.9) (2.10) где О) l/yiC - собственная частота LC-фильтра; a = Rvo2L коэффициент затухания цепи заряда. Из выражения (2.9) следует, что когда cos о)ф =1, т. е. «ф = = я (рис. 2.8, б), и при условии а < Оф возникает первый экстремум напряжения на конденсаторе, который появляется за счет отдачи энергии, накопленной в дросселе во время увеличения тока заряда i. Для этого случая максимальное напряжение на конденсаторе Сметах -Uc т max (2.11) и зависит от параметров LC-фильтра. Таким образом, задача сводится к отысканию соотношения LC, обеспечивающего выброс напряжения, допустимый для выбранного типа конденсатора, при одновременном удовлетворении требования на допустимые пульсации на нем. Обозначив {Uc maJc mmax) - 1 через А(/с max/cmmax, МОЖНО ОПреДСЛИТЬ =1/ т" с max (2.12) с т max Следующая задача проектирования СВ состоит в определении индуктивности дросселя и емкости конденсатора LC-фильтра. Расчет ![]() ![]() 0,2 0, 0,6 0,8 Рд, Вт индуктивности L дросселя необходимо проводить исходя из условия ограничения максимального тока /зах заряда конденсатора значением, допустимым для тока перегрузки диода /„ер- Из (2.10) следует, что при sin (Оф t \, т. е. соф t = п/2 (рис. 2.8, б), и при условии о)ф > а ток заряда будет максимальным: 3 max с т max /о)ф L. (2.13) Зная допустимый ток перегрузки диода /„ер и произведение LC, можно определить индуктивность токоограничивающего дросселя: /lueuVrC, (2.14) L==U с ni шах/ а затем из произведения LC - емкость конденсатора С (предполагая, что тип конденсатора уже выбран и исходя из допустимых перегрузок по напряжению и амплитуде пульсаций). Плавный заряд конденсатора фильтра СВ с возможностью регулирования уровня выпрямленного напряжения можно обеспечить при помощи схемы, приведенной на рис. 2.9. Такой заряд обеспечивается плавным изменением угла включения а тиристора от предыдущего полупериода напряжения сети к последующему в диапазоне от а = л (первый полупериод после момента включения ключа Кл) по « - {2п + I) л/2 - В (момент на рис. 2.10), когда наступает установившийся процесс дозаряда конденсатора с углом отсечки G. При замыкании ключа Кл (рис. 2.9) напряжение сети поступает на устройство плавного включения и на внутренний источник питания с /Г/7 с m max гл глох Рис. 2.8 ![]() ![]() Рис. 2.9 ВЫХОДНЫМ напряжением 40 В (на схеме не показан), который обеспечивает энергией устройства управления и пуска. На вход триггера Шмитта, собранного на транзисторах УГ/, VT2 (КТ315), подается выпрямленное напряжение сети U. Когда оно становится равным нулю, т.е. в моменты /гл, на выходе триггера формируются короткие импульсы синхронизации w.2. При поступлении импульсов к ключевому каскаду на транзисторе VT3 (КТ361) через него разряжается конденсатор С2, чем обеспечивается привязка начала заряда этого конденсатора к полупериодам напряжения сети. Генератор импульсов управления тиристорами выпрямителя собран на динисторе VD1 (КН102А) и транзисторе VT4 (КТ315). Длительность плавного заряда конденсатора фильтра до установившегося режима дозаряда (интервал - 3) определяется параметрами элементов цепочки R6 С1, угол а (момент /3 в установившемся режиме, а значит, и уровень выпрямленного напряжения Е) - параметрами элементов цепочки RIO, С2. До момента напряжение на конденсаторе С2 ниже заданного порогового уровня „ор и генератор не вырабатывает импульсов управления тиристорами. С момента времени ti появляются импульсы управления тиристорами с углом включения, близким к 180", т. е. конденсатор фильтра начинает заряжаться от низкого уровня напряжения Е. По мере заряда конденсатора С/ угол включения тиристоров уменьшается, обеспечивая тем самым увеличение напряжения Е, и с момента угол остается постоянным, 2 Зак. 1 7 79 [0] [1] [2] [3] [ 4 ] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] 0.0178 |