нению с обычными высокочастотными диодами. Характерным для диодов данного типа является независимость КПД выпрямителя от частоты выпрямленного напряжения. Наиболее эффективно применение диодов данного типа при напряжениях (/„ < 5 В (КПД выпрямителей повышается на 15-25% для н = 2 В и на 6-13 % для = 5 В). В ряде случаев для Un 10-18 В рациональным оказывается использование мостового выпрямителя на диодах с барьером Шотки.

Параллельное включение высокочастотных диодов требует включения последовательно с каждым диодом выравнивающего резистора или индуктивности, что ведет к ухудшению частотных свойств диодов и к снижению КПД выпрямителя.

В качестве сглаживающего фильтра для СВ могут использоваться электролитические конденсаторы, основные параметры которых приведены в [10].

Параметры конденсаторов для фильтров в значительной степени зависят от рабочей частоты и температуры окружающей среды. Например, конденсатор типа К50-29 имеет номинальную емкость 22 мкФ и при работе на частоте 100 Гц при температуре + 20°С его емкость уменьшается незначительно (21 мкФ), но уже при частоте 800 Гц она будее составлять 5 мкФ. Если же температура уменьшится до -50° С, то емкость будет соответственно 12 мкФ на частоте 100 Гц и 0,5 мкФ на частоте 800 Гц.

При расчетах может быть использована аналитическая зависимость, обеспечивающая хорошее приближение в области рабочих частот [4]:

С = 0,77Сном(К/-10 )

где Сном - номинальная емкость конденсатора.

Масса Офр{ емкостного низковольтного фильтра (ФН) зависит от напряжения и частоты сети (рис. 1.11, в): напряжение 220 В, частота 50 Гц (сплошная линия), напряжение 200 В, частота 400 Гц (штриховая линия); напряжение 115 В, частота 400 Гц (штрихпунктирная линия). Для конденсаторов высокочастотного-фильтра (ФВ) эффективная емкость, например, конденсаторов типа К52-1 н частоте переменной составляющей 100 кГц составляет не более 5 % , а для кондена саторов типа К50-6 на частоте 50 кГц - не более 2 % от номинальной емкости-В табл. 1.2 даны емкости конденсаторов типа К52-1 на частоте 40 кГц. при температурах - 50 и 4-20° С.

Таблица 1.2

В качестве ключей в импульсных стабилизаторах напряжения и в инверторах для ИВЭП с бестрансформаторным входом находят применение мощные транзисторы, типы и основные параметры которых приведены в [13]. Оптимальный режим эксплуатации мощного транзистора гарантируется токо.м базы, достаточным для перевода транзистора из состояния отсечки в состояние насыщения с малыми динамическими потерями. Если базовый ток недостаточен для насыщения транзистора, то это приводит к его работе в активной области и, следовательно, к большим потерям мощности. Если открывающий ток базы значительно больше тока, достаточного для насыщения транзистора, то при его закрытии нам-

ного увеличивается время выключения, что приводит к увеличению потерь и возможности появления сквозных токов и несимметричных режимов в двухтактных конверторах.

Для высоковольтных мощных транзисторов, работающих в режиме ключа, большое значение имеют их частотные свойства. В качестве примера на рис. 1.14 показаны зависимости мощности рассеяния lS.Pyj транзистора типа 2Т704, работающего в инверторе от выходной мощности Р„ при частотах 4, 7, 13, 20 кГц, которым соответствуют кривые 1, 2, 3, [11]. Из рис. 1.14 видно, что при выходной мощности инвертора 60 Вт повышение частоты от 4 до 20 кГц приводит к увеличению потерь в транзисторе инвертора на 7 Вт, что Рис. 1.14 соответствует снижению КПД инвертора на 20%.

Правильный выбор типа транзистора и режима его работы при значительных коммутируемых мощностях определяет, как правило, основные показатели ИВЭП, такие как надежность, КПД, объем и массу.

Трансформаторы и дроссели во многом определяют массу и объем импульсных стабилизаторов напряжения и инверторов. К трансформаторам инверторов, работающих на частотах до 50 кГц, предъявляют жесткие требования по обеспечению ЭМС, по индуктивности рассеяния обмоток при условии обеспечения хорошего потокосцепления, а также по конструкции с высокой прочностью изоляции. Эти требования прежде всего обусловлены прямоугольностью формы напряжения частотой до 50 кГц, а также большой амплитудой импульсов в каждом полупериоде напряжения с фронтами менее 1 мкс. Расчеты показывают [11], что масса и объем трансформаторов для инверторов уменьшаются примерно в 2 раза в диапазоне 1-5 кГц. Такой же эффект достигается повышением частоты от 5 до 20 кГц, а при дальнейшем увеличении частоты работы инвертора массообъемный показатель изменяется незначительно.

В качестве материала магнитопровода трансформаторов и дросселей оправдано применение пермаллоя частотах преобразования 10-12 кГц, а при более высоких частотах - магнитомягкого феррита марки М2000НМ, обладающего высокостабильной относительно температуры индукцией насыщения при малых потерях на частоте преобразования, МО-пермаллоя марок МП140, МП160, МП250 и альсифера марки ТЧ-90, ВЧ-32 [14]. Недостатком пермаллоя является зависимость его параметров от механических воздействий; другим маркам материала свойственна хрупкость, что вызывает определенные сложности при изготовлении крупногабаритных трансформаторов и дросселей для преобразования больших мощностей.

В настоящее время в трансформаторах и дросселях инверторов находят применение кольцевые (терроидальные) магнитопроводы из феррита, пресс-пермаллоя и альсифера, а также ферритовые Ш-образные и броневые типа Б магнитопроводы. При выполнении трансформаторов и дросселей на кольцевых магнитопроводах обеспечивается наибольшая магнитная проницаемость, уменьшаются помехи и улучшается ЭМС, так как магнитное поле заключено в пространстве, ограниченном обмоткой. При одинаковых ампер-витках индукция в кольцевых магнитопроводах больше, чем в броневых, что позволяет уменьшить массу и размеры трансфор.матора.

В трансформаторах и дросселях на кольцевом магнитопроводе создаются Хорошие условия охлаждения обмоток, поскольку витки распределены по кольцу. Однако кольцевая конструкция магнитопровода не позволяет вводить воздушный зазор, необходимый в некоторых случаях для исключения постоянной

составляющей. Кроме того, стоимость намотки кольцевого магнитопровода значительно выше стоимости намотки других видов магнитопроводов.

В табл. 1.3 приведены типоразмеры (внешний и внутренний диаметр и высота) кольцевых магнитопроводов из феррита марки М2000НМ1 и мощность, которую может передать трансформатор, выполненный на магнитопроводе стандартного ряда и работающий на частоте 20 кГц при коэффициенте теплоотдачи, равном 0,05 Вт/см2 [4].

Глава И.

СИЛОВЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УЗЛЫ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВХОДОМ

Таблица L3

В трансформаторах находят широкое применение Ш-образные ферритовые магнитопроводы, наиболее технологичные для процесса намотки обмоток и характеризующиеся высоким коэффициентом их заполнения. Для того чтобы снизить влияние подмагничивающего поля, в магнитную цепь вводят зазор, который образуется за счет уменьшения высоты среднего стержня одной из двух деталей магнитопровода. Введение в магнитную цепь зазора приводит к уменьшению проницаемости, но при этом трансформатор может работать в более широком диапазоне частот.

Броневой ферритовый магнитопровод типа Б собирают из двух одинаковых частей (чашек), между которыми находится пластмассовый каркас с обмотками. Так как каркас с обмотками закрыт магнитопроводом, то автоматически обеспечивается экранирование, благодаря чему поток рассеяния вне обмотки весьма мал, чем и достигается высокая степень магнитной совместимости элементов схемы. Броневая форма дает возможность располагать экран (если он все же требуется) непосредственно на магнитопроводе без заметного увеличения потерь. Кроме того, броневой магнитопровод создает механическую защиту обмоток и обеспечивает технологичность их намотки. Недостатком магнитопровода броневого типа является ухудшение условий охлаждения обмоток.

Габаритная мощность дросселя Р.g зависит от геометрических размеров

магнитопровода, частоты /„, максимальной магнитной индукции В, режима работы дросселя и условий его охлаждения. Она определяется как произведение магнитной энергии, накопленной в дросселе, на рабочую частоту: Р 0,5 LI1 /п, где L - индуктивность дросселя; I- максимальный ток дросселя.

В качестве дросселей для ИВЭП с бестрансформаторным входом можно ис пользовать выпускаемые промышленностью малогабаритные дроссели типа Д. работающие на частотах до 50 кГц с уменьшением индуктивности на 30 % по сравнению с индуктивностью, указанной в технических условиях.

2.1. СЕТЕВЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ

Основное функциональное назначение СВ для ИВЭП с бестрансформаторным входом, во-первых, преобразование переменного тока в постоянный с помощью выпрямителя (В) и, во-вторых, сглаживание пульсаций выпрямленного напряжения с помощью низкочастотного фильтра {НФ). Кроме того, в СВ входят сетевые фильтры (СФ) для защиты ИВЭП от коммутационных помех, устройства плавного включения (УПВ) источника для предотвращения опасных бросков тока заряда конденсаторов при включении ИВЭП, накопители энергии (НЭ) для компенсации кратковременных провалов напряжения сети, устройства защиты, коммутации и сигнализации (УЗКО). На рис. 2.1 приведена полная функциональная схема СВ, включающая все перечисленные устройства. Отметим, что в некоторых случаях отдельные устройства могут отсутствовать, а иногда функции различных устройств совмещаются в одном устройстве.

Требования к допустимому уровню пульсаций выпрямленного напряжения СВ, предъявляемые со стороны стабилизаторов и конверторов, не являются жесткими, поэтому они лимитируются лишь амплитудой переменной составляющей напряжения, допустимой для выбранного типа накопительного конденсатора.

В ИВЭП, построенных по классической схеме (трансформатор - выпрямитель - фильтр), сопротивления обмоток трансформатора определяют внутреннее сопротивление выпрямителя. В СВ для ИВЭП с бестрансформаторным входом сетевой трансформатор отсутствует, поэтому внутреннее сопротивление выпрямителя невелико. Наличие в схеме СВ конденсатора при малом внутреннем сопротивлении выпрямителя вызывает в момент включения источника резкий бросок тока заряда конденсатора, протекающего через выпрямительные диоды, что может привести к их пробою. Эта особенность должна учитываться как при выборе типа схемы выпрямления, так и при расчете и выборе ее элементов, а также при расчете сглаживающего фильтра и устройств защиты.

В зависимости от числа фаз питающей сети схема выпрямления в СВ может быть трехфазной мостовой (рис. 2.2, а), трехфазной со средней точкой (рис. 2.2, б)

узко

и однофазной мостовой -с (рис. 2.2, в). В трехфазной ~* мостовой схеме выпрямления без сглаживающего Рис. 2.1

2i 2i 21

A Bo-

21 21 21

0 o-

2 21

Puc. 2.2

Puc 2.3

конденсатора при резистивной нагрузке максимальное значение (размах пульсаций) переменной составляющей цтах составляет 11,4 % от среднего значения выпрямленного напряжения Е, что допустимо для нормальной работы стабилизатора или конвертора. Поэтому емкость конденсатора в такой схеме рассчитывается только исходя из требования накопления энергии, обусловленного провалами напряжения сети, или необходимости обеспечения нормальной работы инверторов в режиме рекуперации энергии.

В первом случае независимо от схемы выпрямления (без учета падения напряжения на диодах) емкость в микрофарадах накопительного конденсатора определяется согласно выражению

где Ян - выходная мощность ИВЭП; /„р

ния сети; i] - суммарный КПД следующих за СВ устройств преобразования, выпрямления и сглаживания напряжения; U -0,85"К2 и

щий допустимый провал напряжения /Ур.

Во втором случае при работе СВ на конвертор емкость накопительного конденсатора рассчитывается исходя из допустимого повышения напряжения на конденсаторе Uпв за счет реактивного характера нагрузки конвертора:

С =Р„. 10« (1 -cos ф)/8т1£ах k f,- (2.2)

где £mai - максимальное выпрямленное напряжение; - коэффициент передачи по напряжению следующих за СВ устройств; cos ф - - коэффициент мощности нагрузки конвертора; k - (ах + пв)/ /£mai - коэффициент, характеризующий допустимое повышение напряжения на конденсаторе; /с - частота напряжения сети.

Однофазный мостовой выпрямитель характеризуется значительным размахом пульсаций выпрямленного напряжения, что требует применения сглаживающего конденсатора. На рис. 2.3 представлена форма вы-

время провала напряже-

npeo6j

с т inlti

минимальное амплитудное значение напряжения ости

с ТП min - г.р)/с т min КОЭффиЦИСНТ, ХараКТСриЗуЮ-

прямленного напряжения выпрямителя, из которой видно, что в течение времени А/ - (л - Q)l2nf. конденсатор отдает в нагрузку энергию ЯсвА/, полученную за время В, где Ясв - мощность СВ. Для интервала времени справедливо выражение CUlmmiJ.-

- С (t/cnmln - мтах)" 2 Рсв А/, ИЗ КОТОрОГО СМКОСТЬ КОНДеНСЗТО-

ра (в микрофарадах)

С -Р,, (л -arccos k,) ХтцЩ ,muin /о (l-i), (2.3)

где k, = (спмшм - nma-x)/cr»miu " коэффициент. Характеризующий максимально допустимый размах пульсаций выпрямленного напряжения f/„niax; 9 = arccos ki - угол отсечки выпрямителя.

В тех случаях когда первичная сеть имеет нейтральный провод, используется трехфазная схема выпрямления со средней точкой, для которой также характерен достаточно большой размах пульсаций. При определении емкости конденсатора необходимо в (2.3) вместо к подставить 3/2 л. Приняв пшах = 0,1 min МОЖНО ПОЛуЧИТЬ упрОЩеННОС

выражение для определения емкости конденсатора при напряжении сети 220 Bl-ls % и частоте 50 Гц для мостовой однофазной схемы выпрямления С = 1,3 PJj] [мкФ] и для схемы трехфазного выпрямителя со средней точкой С 2 Р/ц [мкФ1.

Необходимость создания универсальных СВ для различных уровней сетевого напряжения воплощена в схеме однофазного комбинированного выпрямителя (рис. 2.4, а). Если используется однофазная сеть напряжением 220 В, то выпрямитель подключается к сети выводами 1, 2, а если сеть напряжением 127 В - то выводами /, 3; при этом уровень напряжения на выходе СВ остается одинаковым, так как во втором случае получается схема с удвоением напряжения. Конденсаторы С1, С2 могут являться элементами конвертора, выполненного по полумостовой схеме, как показано на рис. 2.4, б. Для выравнивания напряжений на конденсаторах они шунтируются прецизионными резисторами R1, R2, например типа С5-5, которые к тому же обеспечивают разрядку конденсаторов фильтра при выключении ИВЭП.

Включение ИВЭП с бестрансформаторным входом в большинстве случаев осуществляют поэтапно. Сначала подключают к напряжению сети СВ и УУ при неработающих силовых ключах импульсного стабилизатора пли конвертора. Затем, когда напряжение на конденсаторе фильтра достигнет номинального значения Е, подают сигнал управления на силовые ключи. Таким образом, прежде всего необходимо рассмотреть процесс вклю-

2i 21

2 2i

-i о-

11 11 i