Главная страница  Источники вторичного электропитания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [ 23 ] [24] [25] [26]

К нагр РОГО 3 IK

lYTif

yT" при отставании напряжения w,. от Ubx3 и «13X4 транзисторы и VT4 переключаются при еще закрытом VT5. При этом исключается контур для протекания реактивного тока индуктивности намагничивания трансформатора и на обмотках появляется напряжение, открывающее транзистор VT2. Амплитуда напряжения на не может превышать значение Еу Ь 2UvD, а длительность зависит оттого, насколько энергия, накопленная в индуктивности намагничивания Т1 на интервале /„ - j. Рис. 7.14 рассеется на насыщенном транзисторе VT3 и диоде VD2 на интервале tl - t.y.

Следовательно, УУ по схеме рис. 7.13 необходимо строить таким образом, чтобы делитель частоты синхронизировался передним фронтом импульса напряжения изт и ниспадающий участок пилообразного напряжения начинался в этой же точке (/о). Тогда, изменяя длительность спада и и, например, сопротивлением разрядного резистора, несложно получить необходимую длительность задержки выходного напряжения wk относительно изг- Поскольку мощность во время паузы (1 - у) расходуется только на насыщение транзистора УТЗ (точки h ~ 2), то относительная мощность управления, которую для схем с бестрансформаторным ЗГ определим как Ру шах = Рфун/бэ/б н. где Рфун мощность, потребляемая оконечным каскадом ФУН УУ от источника питания £,., для схемы рис. 7.13 составит Р max k. Закрывающий базовый ток при нулевом уровне напряжения на трансформаторе Т1 во время (1 ~у) определится как /б з Ub3/{R(

Гбн) /б н при ky 2.

Более высокие значения закрывающего тока на этапе рассасывания избыточного заряда в базе мощного транзистора позволяет получить схема рис. 7.14, в которой базовый резистор вынесен в цепь первичных обмоток трансформатора Т\, а короткозамкнутый контур во время (I - у) организован для любой полярности напряжения на обмотках 195]. Во время у одна из коллекторных обмоток Т1 подключена к источнику питания Е через открытые транзисторы WT5, УТЗ и резистор Rq, определяемый соотношением

Г, -М£у-БЭ)/Б„

(7.19)

Во время (1 - у) транзистор УТЗ закрывается, при этом напряжение на обмотках трансформатора Т\ не изменяет полярности за счет

действия избыточного заряда в базе транзистора УТГ несмотря на открытое состояние УТЗ. Открывание транзистора УТ4 образует контур для протекания закрывающего базового тока УТ1 по цепи - VDI- -УТ4. Ток /бз определится аналогично выражению (7.12) для схемы рис. 7.6, б, г, с тем различием, что коэффициент трансформации во время (1 - 7) в 2 раза больше, поскольку короткозамкнутый контур охватывает оба плеча коллекторных обмоток:

/бз -/бэ(-2)/Рз, -20)

где Х- iUvD f Кн) бэ; k wJwq.

Коэффициент передачи коллекторного тока коммутирующих транзисторов УТЗ и УТ4 в цепь базовых обмоток Wq во время (1 - 7) вдвое выше, чем во время 7, что облегчает формирование высоких значений закрывающего тока базы мощных транзисторов по сравнению со схемой рис. 7.6, б. При необходимости ограничения /б з в цепь базовой обмотки Wq можно ввести резисторы сопротивлением 1-3 Ом, что позволяет использовать схему рис. 7.14 для управления мостовым УМ, поскольку дополнительные резисторы гарантируют равномерное распределение тока /бн в параллельно (по входу) работающих мощных транзисторах.

Для получения заданного алгоритма работы транзисторов УТЗ и УТ4 входы последних связаны с выходом компаратора через диоды УОЗ, VD4 таким образом, что в закрытом состоянии транзистора УТЗ открыты оба транзистора УТЗ и УТ4, а если УТЗ открыт, то открыт один из транзисторов: УТЗ или УТ4, в зависимости от состояния выходов делителя частоты. Рассматриваемое устройство позволяет осуществлять изменение относительной длительности 7 как по заднему фронту (срезу) напряжения и, так и совместно по переднему и заднему фронтам,что позволяет строить наиболее быстродействующие системы широтно-импульсного регулирования.

Для уменьшения относительной мощности Рутах, потребляемой от источника Еу, на трансформаторе TJ может быть введена дополнительная обмотка (один - три витка) токовой ПОС w.,, включаемой последовательно с первичной обмоткой трансформатора в цепь коллекторного тока транзисторов. При этом значение тока /бн в выражении (7.19) может быть уменьшено в 2-5 раз и соответственно также уменьшится коллекторный ток коммутирующих транзисторов УТЗ, УТ4, УТЗ во время 7. Однако необходимо учитывать, что во время (1 - 7) коллекторный ток транзисторов УТЗ и УТ4 становится больше на ток коллектора мощных транзисторов, приведенный в цепь обмотки ьу: /доп

Кроме того, значительное уменьшение Ру max не означает такого же уменьшения потерь на управление, которые в схеме с обмоткой w., составляют Ру 1,2 /бэ/бн в отличие от схемы с потенциальным управлением (6e3tt)J, где Ру -/гу/Бэ/вн, а оптимальное значение ky при



постоянном Е зависит от Д(Убэ и при (Убэ чип/Т/бэ max 0,8 согласно (5.5) составит .„ = 1,44, а при (Убэ ппп /бэ max - 0,5 - /г,.. 1,7-

Предельное значение закрывающего тока базы такое же, как в схеме рис. 7.6, б:

[Б 3 max бэ/Б н При "К 0.

(7.21)

Устройства управления с двумя трансформаторами. Для транзис торов с малым значением объемного сопротивления базы гб н в состоянии насыщения однотрансформаторные схемы УУ обеспечивают необходимый закрывающий ток базы /б з (2 - 5) /б1г, однако с ростом Гб,., что характерно для высоковольтных транзисторов, нулевого потенциала на переходе база - эмиттер уже недостаточно для получения необходимого /б з по (7.21). Поскольку получить отрицательный потенциал на одном трансформаторе невозможно, так как он является открывающим для транзистора смежного плеча, то для формирования /б 3 используется дополнительный трансформатор. При наличии в УУ двух трансформаторов разделение последних возможно как гю силовым транзисторам (у каждого плеча свой трансформатор), так и по выполня емым функциям (один открывающий, а другой закрывающий). В первом случае используются однотактные формирователи управляющего напряжения, работающие каждый в свою половину периода, где существует возможность получения отрицательного потенциала с одной обмотки трансформатора.

Широко распространенная простейшая схема однотактного формирователя !96 имеет следующие недостатки: энергия, накопленная в индуктивности трансформатора ао время у, рассеивается в шунтирующих первичную обмотку стабилитронах или резисторах; закрывание мощных транзисторов осуществляется за счет энергии, накопленной в индуктивности трансформатора во время у, что исключает возможность формирования необходимого закрывающего тока базы для материалов магнитопровода с малым значением тока i.

Кроме того, во время закрытого состояния транзисторного ключа после уменьшения напряжения на первичной обмотке ниже напряжения пробоя стабилитрона [96] сопротивление нагрузки трансформатора становится большим и из-за наличия реактивностей (.межвитковые емкости, индуктивности рассеяния обмоток) возникает затуха.ющий колебательный 1троцесс, что может привести к открыванию мощного ключа и, как следствие, - - к снижению КПД и надежности ПН.

Схема однотактного формирователя управляюи;его напряжения 197], представленная на рис. 7.15, а, лишена указанных недостатков. Устройство включает трансформатор, три транзистора, три диода и широтно-импульный модулятор ШИМ. Во время положительного напряжения на выходе ШИМ транзистор VT1 открыт и, следовательно, первичная обмотка подключена к источнику питания. Магнитопровод трансформатора перемагничивается в прямом направлении, и на вторичной обмотке наводится ЭДС, образующая базовый ток мощного транзистора. Резистор, включенный в коллектор VT1, не приводит к


-- о-

£МТ2 VT3

f-C=b-[=Zk-CI>--


200DHM В 5=0,39 Тп -Bs

50ИП Bs=1,5 Тл Вг1Вщ=(1,9-0,95

. а) * С

>-f-t-

1 , 1-1

1- *

у t Рпс. 7.15

ухудшению КПД, так как совместно с базовым резистором выполняет функции ограничения базового тока. В момент изменения выходного напряжения ШИМ до нулевого уровня транзистор VT1 закрывается, а транзисторы VT2 и VT3 открываются. Поскольку VT1 обладает собственной инерционностью, на время рассасывания избыточного заряда в базе последнего имеет место открытое состояние всех трех транзисторов VT1 - VT3.

Для ограничения тока в этих интервалах служит резистор, включенный в коллектор транзистора VTI.

В точке / (рис. 7.15, б) полярность напряжения на обмотках трансформатора изменяется на противоположную, так как обмотка Wo через открытый транзистор VT3 подключается к источнику питания. Закрывающий базовый ток транзистора определяется коллекторным током транзистора VT3 и устанавливается в необходимых пределах сопротивлением резистора R1. Емкость конденсатора С выбирается такой, чтобы через базо-эмиттерный переход транзистора VT3 протекал ток в течение времени рассасывания избыточного заряда в базе мощного транзистора. После окончания процесса рассасывания энергия, накопленная в индуктивности трансформатора, возвращается в источник питания через коллекторный переход транзистора VT3 и диод VD1. Отрицательное напряжение на базе транзистора определяется отношением чисел витков вторичной (w) и первичной обмоток трансформатора. В точке 2 напряжение на обмотке Wn становится меньше напряжения питания, трансформатор оказывается ненагруженным (за исключением обратных токов диодов и транзисторов) и начинается колебательный процесс, обусловленный наличием межвитковых емкостей и индуктивности рассеяния обмоток. Для исключения положительного напряжения на вторичной обмотке трансформатора служит цепочка, состоящая из транзистора VT2 и диода VD2.



в точке 4 транзистор VT2 закрывается, VT1 открывается, и процесс повторяется. Максимальный коэффициент заполнения импульсов управляющего напряжения определяется отношением чисел витков обмоток W.2 И 11\ и может быть доведен до 0,7-0,8. В качестве материала магнитопровода могут быть использованы неразрезные ферритовые сердечники, имеющие высокую магнитную проницаемость (2000НМ),

размах индукции при этом составит АВ

т а X

в,..

При использовании материала магнитопровода, имеющего прямоугольную петлю гистерезиса, например пермаллоя 50НП, необходимо обеспечить открытое состояние транзистора УТЗ на время перемагничивания магнитопровода до уровня индукции - В,. Для этого вводят дополнительную обмотку, соединенную через резистор со входом транзистора УТЗ. При насыщении магнитопровода развивается регенеративный процесс и транзистор УТЗ закрывается. В схеме с дополнительной обмоткой максимальный размах индукции в магнитопроводе составит Авщах =~ 25..

К достоинствам описанной схемы можно отнести следующие: закрывание транзистора осуществляется подключением первичной обмотки трансформатора к источнику питания, что обеспечивает любой необходимый закрывающий ток и, следовательно, уменьшение времени рассасывания и динамических потерь в мощных транзисторах; энергия, расходуемая на работу, минимальна, так как при обратном перемагничивании магнитопровода происходит возврат запасенной энергии в источник питания; отсутствует возможность приоткрывания мощного транзистора во время паузы в управляющем напряжении.

Для управления двухтактным ПН используют два однотактных формирователя, работающих поочередно в смежные полупериоды. Простая реализация ШИМ (рис. 7.15) представлена на рис. 7.16 при однополяр-ном питающем напряжении Еу [98]. В качестве ЗГ использована схема несимметричного релаксатора с нелинейной ООС. Напряжение на вре-мязадающем конденсаторе используется в качестве пилообразного напряжения для компаратора ШИМ. Таким образом, ЗГ совмещает функции задатчика частоты преобразования ПН и формирователя пилообразного напряжения. Кроме того, выходное напряжение изт (точка В) используется в качестве фор.мирователя гарантированной паузы на входе формирователя управляющего напряжения (точка С). Функции логической схемы ИЛИ для напряжений ык и ызг для микросхем компаратора с «открытым коллектором», например 521САЗ, выполняет диод УОГ Для простоты на рисунке показано подключение простейших схем однотактного (рис. 7.16, а) и двухтактного (рис. 7.16,в) формирователей управляющего напряжения. Основное их отличие состоит в том, что двухтактная схема ФУН должна иметь узел делителя частоты на два для поочередного открывания транзисторов ПН.

В качестве делителя частоты может быть использован триггер, на счетный вход которого подается выходное напряжение ЗГ. Другой способ деления частоты состоит в использовании автогенераторной схемы

ФУН (см. рис. 6.3), в которой необходимая полярность напряжения на обмотках возникает за счет энергии, накопленной в индуктивности трансформатора во время у и циркулирующей по короткозамкнутому контуру в течение времени (1 - у). Напряжение на обмотках появляется в момент размыкания указанного контура. Для надежного деления частоты необходимо выполнение условия {ЕуАи)Уп\\п >• (кн f f/vz))x Х(1 - Тшш), где Еу - AU, Ukh Uvd - напряжения на первичной обмотке трансформатора ФУН во время у и (1 - 7) соответственно. Отсюда определим граничное значение 7inin как

7min о -(к н - UvD}/{Ey-AU-UKH+UvD). (7.22)

Из (7.22) видно, что при идеальных элементах короткозамкнутого контура (f/кн х- f/уд)о значение 7mino-0- В реальной схеме уменьшение 75,, о Достигается при более высоких питающих напряжениях £, а при Е - 30 В получим уыо 0.05. Необходимо отметить, что нарушение деления частоты (очередности подачи импульсов на мощные транзисторы) при 7 < 7mfno 0,05 не приводит к насыщению ферритовых трансформаторов ПН, поскольку размах индукции в магнитопроводе составит Вщ = m7mino< -r, где В - рас-

четное значение индукции магнитопровода. Двухтактный ПН будет работать в однотактном режиме.


-

г»


Puc. 7.16




[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [ 23 ] [24] [25] [26]

0.0197