Главная страница  Источники вторичного электропитания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [ 22 ] [23] [24] [25] [26]

сгзедено к нулю. Поддержание мощного транзистора в открытом состоянии осуществляется от базовой обмотки ПОС трансформа тора ТЗ.

Возможны два режима работы схемы, при которых в качестве коммутирующего магнитного элемента используется насыщающийся дроссель или коммутирующий трансформатор. В разомкнутом состоянии ключа VT магнитопровод трансформатора Т2 перемагничивается суммарным напряжением базовых обмоток трансформатора ТЗ: Ul

2U,r(, 2 (£ - бкн) .г,,,о- где /г..,- - w, w,, - отношение чисел витков базовой обмотки к коллекторной. По истечении времени Т, .-2bvsB,,/UL-\0 -isB,/{E~-Uk „) ,р.г. (7.17)

(1С - суммарное число витков первичной обмотки трансформатора Т2:

II - падение напряжения на насыщенном транзисторе), магнитопровод Т2 насыщается и транзистор VT1 форсированно закрывается отрицательным напряжением базовой обмотки трансформатора через VD1. За счет ЭДС самоиндукции трансформатора ТЗ полярность на обмотках последнего изменяется на противоположную, однако транзистор VT2 при наличии базовой обмотки ПОС не открывается, поскольку потенциал его базы надежно фиксирован на отрицательном уровне напряжением обмотки трансформатора TJ АНПН, приложенным через диод VD2. Таким образом, во время паузы в выходном напряжении энергия на управление мощными транзисторами не расходуется. В начале следующего полупериода транзистор VT2 открывается выходным импульсом дифференцирующей цепочки R2C2 и процесс повторяется.

Среднее за половину периода значение напряжения на обмотках То определится как U,.p (Е - /кн)2То/Т где Г - длительность периода напряжения АНПН. Подставляя значение Т,, из (7.17), получаем Lep 2wsB, k.,,; Т con.st, следовательно, напряжение на выходе хсилителя мощности стабилизировано относительно изменений входного напряжения.

Во втором режиме работы момент начала закрывания транзистора определяется состоянием коммутирующего транзистора VT, управляемого от компаратора Л, что позволяет осуществлять компенсационное регулирование выходного напряжения с гальванической развязкой от входного. Возможно также совмещение указанных режимов. В этом случае регулирование выходного напряжения в установившемся режиме работы осуществляется от ШИМ, а в переходных режимах (включение, скачкообразные изменения тока нагрузки) ограничение длительности происходит за счет насыщения магнитопровода трансформатора Т2. Схема позволяет организовать гарантированную паузу в выходном напряжении (выбором Т), что исключает сквозные токи через мощные транзисторы в переходных режимах.

Функции АНПН в этом случае сводятся к формированию прямоугольного напряжения с заданной частотой и амплитудой U 2В для дифференцирующих /?С-цепочек, при этом мощность от АНПН практи-

чески не потребляется, поскольку питание ШИМ осуществляется с выхода УМ. Формирователь пилообразного напряжения R3C3 подключен ко входу LC-фильтра [911, поэтому в течение у напряжение на СЗ представляет начальный участок экспоненты;

f/, ;feL(l-е-/«0. (7.18)

В течение закрытого состояния мощных транзисторов (1-у), потенциал точки Л (рис. 7.10) становится отрицательным: фл - Uvdj а конденсатор СЗ разряжается током дросселя (нагрузки) через диод, шунтирующий резистор R3. Время разряда конденсатора составляет доли микросекунды, 1юэгом> ключ VT всегда закрыт перед поступлением открывающего синхроимпульса от трансформатора Т1 AHllH, что необходимо для устойчивого возбуждения транзисторов УМ. При использовании начального участка пилообразного напряжения (7.18) и„,с.з \ч Фл uv.x = kE система стабилизации напряжения оказывается инвариантной по отношению к изменениям питающего напряжения Е. что значительно повышает коэффициент стабилизации устройства по сравнению с традиционными (рис. 7.5) схемами ФПН.

Необходимо отметить, что, несмотря на минимальную потребляемую мощность АНПН, в данной схеме потери на управление могут быть значительными при изменении питающего напряжения в широком диапазоне, поскольку k,,Q Е. В течение у Яу шах = ky. а оптимальное значение ky определится выражением (5.5) при < 1. Вариант схемы с полумостовым УМ, в котором эмиттеры мощных транзисторов не связаны друг с другом, приведен в I90J. В этом случае увеличивается число вторичных обмоток трансформаторов, а работа устройства не изменяется.

Устройства управления с тремя трансформаторами. Наиболее универсальными являются УУ на основе АНПН с тремя трансформаторами, при этом один трансформатор принадлежит АНПН {Т1 на рис. 7.11, а), а два других {Т2 и ТЗ) предназначены для раздельного формирования насыщающего/б н и закрывающего /бз токов базы мощных транзисторов УМ [921, Во время открытого состояния одного из транзисторов, например VT1, выходным сигналом ШИМ открывается коммутирующий транзистор VT3, подключая первичную обмотку трансформатора Т2 к выходному напряжению Т1 АНПН через диод VD1. Закрывающий трансформатор Г5 в это время обесточен. При изменении полярности выходного напряжения ШИМ закрывается транзистор VT3, а VT4 открывается и подключает первичную обмотку трансформатора ТЗ к выходному напряжению АНПН через диод VD4. К базе транзистора VTI через диод VD5 прикладывается отрицательное напряжение вторичной обмотки ТЗ, а закрывающий ток базы /бз определяется выражением (7.15), аналогично схеме рис. 7.8, а.

Во время (1 ~- у) закрытого состояния мощных транзисторов потенциал базы VT1 отрицателен, а трансформатор Т2 отключен от АНПН закрытым транзистором VT3, однако к его вторичной обмотке через



резистор Rq приложено отрицательное напряжение базы VT1, которое на базовой обмотке транзистора VT2 имеет другой знак, т. е. является открывающим для VT2. Для исключения сквозных токов через плечо VT1, VT2 предназначена дополнительная обмотка трансформатора 72, подключенная через двухполупериодный выпрямитель VD к коммутирующему транзистору VT4, открытому на время (1 - у). Напряжение на вторичных обмотках Т2 на этом интервале определится как Ut2{i у) = (fKH + UvD)k, поэтому коэффициснт трансформации k должен быть достаточно высоким {k > 20), чтобы обеспечить близкий к нулевому потенциал базы транзистора VT2, закрытого в рассматриваемый полупериод (рис. 7.11, е).

Максимальная относительная мощность управления равна мощности схемы рис. 7.8, а, е (Я; max /у), поскольку мощность, отбираемая от АНПН во время (1 ~ у), определяется выражением (7.14): Ру (1 .) < при/гу.з < 2. Исключить дополнительную обмотку и выпрямитель VD на трансформаторе Т2 позволяет устройство

От и Hi/У rt

АНПН

\1 vnz

-cz:

3 VT2


1- t

Puc. 7.11

[931, в котором коммутирующий транзистор VT3 шунтирован резистором. Сопротивление последнего выбирают таким, чтобы напряжение на обмотках Т2 не изменяло полярности в течение любого полупериода. По потребляемой мощности АНПН данная схема занимает промежуточное положение между схемами рис. 7.8, а и 7.11, а.

В тех случаях когда коэффициент трансформации Т2 по каким-либо причинам не может быть выбран достаточно большим, вторичные обмотки закрывающего трансформатора ТЗ подключаются к базам мощных транзисторов VT1, VT2 через двухполупериодные выпрямители (рис. 7.11, б и диаграмма Убэ на рис. 7.11, в). При этом во время закрытого состояния мощного транзистора потенциалы баз VTI, VT2 отрицательны, а для сохранения такого же закрывающего тока /бз, как в схеме 7.11, а, напряжение закрывающей обмотки должно быть увеличено на Ub3-

Необходимо отметить, что схема на рис. 7.11, б позволяет осуществлять регулирование напряжения как по переднему (аналогично рис. 7.8, а), так и по заднему фронту управляющего напряжения, что расширяет ее функциональные возможности при наиболее высоких показателях качества (Рутах, /б 3 при о < 7 < 1).

7.2. УСТРОЙСТВА УПРАВЛЕНИЯ С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ ЗАДАЮЩИМ ГЕНЕРАТОРОМ

Устройства управления рассматриваемого класса предполагают наличие постоянного питающего напряжения, не имеющего гальванической связи с первичным источником питания. Поскольку все функциональные узлы УУ - компаратор (К), усилитель рассогласования (У), формирователь пилообразного напряжения (ФПН), делитель частоты (ДЧ) и задающий генератор (ЗГ) имеют гальваническую связь с выходным (регулируемым) напряжением f/per, то единственным узлом, который нуждается в трансформаторе как в согласующем и развязывающем элементе является формирователь управляющего напряжения, возможные варианты исполнения которого рассмотрены ниже.

Устройства управления с одним трансформатором. Работа дву хтакт ного УМ в качестве формирователя управляющих напряжений иллюстрируется рис. 7.12, где нагрузкой трансформатора TJ являются эмиттерные переходы мощных (управляемых) транзисторов VT1 и VT2. Транзисторы УТЗ. VT4 коммутируются поочередно, причем существует такой интервал, в котором оба транзистора закрыты (ихз, «нх4)-В течение открытого состояния УТЗ к первичной обмотке трансформатора Т1 приложено напряжение питания Е.. Следовательно, транзистор 1/Г/открыт и насыщен, а ток /б н определяется напряжением базовой обмотки Wq и сопротивлением резистора Rq. Во время транзистор УТЗ закрывается и трансформатор Т1 отключается от источника Еу. В зависимости от материала магнитопровода трансформатора Г/ форма напряжения на его обмотках может иметь различный вид.



Для материалов магнитопровода с малым значением коэрцитивной силы при Hliw 4 /б„, где я - напряженность магнитного поля

материала магнитопровода в точке 5 Б;/-длина средней линии магнитопровода; - число витков базовой обмотки 7/, после закрывания VT3 продолжается перемагничивание магнитопровода Tl в том же направлении под действием избыточного заряда в базе закрываемого транзистора VT1 (ип, рис. 7.12). При этом напряжение на базовых обмотках на интервале рассасывания избыточного заряда /р уменьшится от Uq до /Убэ, а базовый ток VT1 изменит свое направление, но будет ограничен значением з » < /бн, что существенно увеличивает время закрывания VT1. Данный эффект характерен для пермаллоевых ленточных магнитопроводов из материалов 79НМ, 50НП и др.

Для материалов с высоким значением коэрцитивной силы, в которых ток намагничивания в точке В В соизмерим с насыщающим базовым током (/д >/б „), после закрывания VT3 к обмотке также приложено напряжение Убэ через сопротивление R Р 4- rn,,. Однако ток в цепи базовой обмотки /б з уже недостаточен для продолжения перемагничивания магнитопровода Т1 в том же направлении и при > /бн полярность напряжения на обмотках изменяется на противоположную. Это вызывает открывание транзистора VT2, что, в свою очередь, приводит к протеканию «сквозного» тока через транзистори VT] и VT2.

Исключить выброс обратного напряжения в паузе позволяет схема рис. 7.13, а, анализ которой приведен в [94] для случая индуктивно-активной нагрузки. Временные диаграммы функционирования транзисторов VT5, VT3 и VT4 приведены на рис. 7.13, б для напряжений «к, "вхз и «ВХ4 соответственно. На интервале - открыты и насыщены VT5 и VT3, а к первичной обмотке Т1 приложено напряжение и - Еу - 26/кн- В точке транзистор VT5 закрывается выходным напряжением компаратора К, а VT3 остается открытым до конца полупе-

ho -о- VJ3

Т1 Т1

J II I Г,



Рис. 7.13

риода, т. е. до точки t- Для материалов магнитопровода с малым значением коэрцитивной силы процесс закрывания мощного транзистора такой же, как в схеме рис, 7.12. Для магнитопроводов с высоким /д напряжение на базовых обмотках трансформатора изменит полярность, однако благодаря наличию короткозамкнутого контура для обратной полярности {VT3 - VD2 - коллекторные обмотки Т1) напряжение на Шб будет ограничено значением U. {-w) (U]„ \- Uvd) » \,5UE3/2k.

В начале следующего полупериода (интервал - /3) открываются транзисторы УТ4и VT5 и процесс повторяется для транзистора VT2.

Схема рис. 7.13 имеет особенности очередности коммутации транзисторов, так как короткозамкнутый контур по первичной обмотке образован за счет открытого состояния одного из транзисторов VT3 или VT4 для определенной полярности напряжения на обмотках 77. Поскольку одновременная коммутация VT5 и VT3, VT4 технически невозможна, рассмотрим процессы при сдвинутых относительно точки to фронтах напряжений и «вх.з, «вх4-

Предположим, управляющий сигнал поступает одновременно в точке на входы всех трех транзисторов. Тогда в течение времени закрывания насыщенного VT3 по коллекторным обмоткам Tl протекает «сквозной» ток, для ограничения которого желательно включение резистора (штриховая линия на рис. 7.13). Если выходное напряжение компаратора Мк опережает напряжение на выходе делителя частоты («вхз, "вх4), что зависит от построения ФПН, то напряжение источника Еу будет подключено к трансформатору Т1 до коммутации VT3 и VT4. Это вызовет открывание закрытого на интервале t - t транзистора VTI, а затем, без паузы, открывание VT2, что вызовет «сквозной» ток в цепи УМ.




[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [ 22 ] [23] [24] [25] [26]

0.0132