Главная страница  Источники вторичного электропитания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [ 21 ] [22] [23] [24] [25] [26]

жащие два маломощных трансформатора. Возможны два варианта применения трансформаторов: входы мощных транзисторов подключены только к вторичным обмоткам дополнительного трансформатора; вторичные обмотки одного трансформатора формируют насыщающий базовый ток, а другого - закрывающий.

Использование первого варианта для управления двухтактными схемами накладывает ограничения на возможности формирования тока /бз, поскольку закрывающий потенциал на базовой обмотке одного транзистора является открывающим для транзистора смежного плеча, поэтому максимальное значение /б з может быть получено при нулевом потенциале на базовых обмотках. Коммутация дополнительного трансформатора с целью получения гальванической развязки осуществляется транзистором по первичной обмотке, связанной с выходом. Для увеличения возможного значения /б з ограничительный резистор Rq выносится в первичную цепь трансформатора Т2 (рис. 7.6, а) до коммутирующего транзистора [85]. Относительная .мощность управления во время открытого состояния транзисторов определится как Ру -

+£о


Ue/i/UbdIh = а оптимальное значение ky можно найти из (5.5). Во время закрытого состояния транзисторов (1 - у) потребление мощности от АНПН увеличится до значения, определяемого выражением

(7.8)

у max

- (1 /б) {U,-2Uy- Uk n)/R,.

Подставляя в (7.8) значение Rq, определяемое из условий обеспечения заданного тока /бн, получаем Рб = (Ue X Убэ (/у - 1)/7бн. Вводя далее обозначение 2f7vD находим окончательное выражение для максимального значения относительной мощности управления:

4 f/kh -= Х(7бэ,

V max

(7.9)

Рассматривая (7.9) как функцию у, можно показать, что существует минимум этой функции, т, е. для конкретных значений к w k можно найти такое

у .опт.

- 1 +

При котором Рутах будст минимально. Из (7.10) видно.

(7.10)

что всегда

у .опт

<2.

Рассмотрим схему рис. 7.6, а с точки зрения формирования закрывающего тока базы /в а- Для анализа используем эквивалентную схему рис. 7.6, в с Т-образной схемой замещения базового трансформатора Т2, в которой Lsi, Ls2 - индуктивности рассеивания первичной и вторичной обмоток; Lji - индуктивность намагничивания; Гу --= i + - сопротивление контура первичной обмотки, включающее в себя активное сопротивление провода и дифференциальное сопротивление диодов VD; гш 4б н - активное сопротивление вторичной обмотки и объемное сопротивление базы.

Для времени /р, пренебрегая влиянием индуктивности намагничивания, что вполне допустимо для малогабаритных ферритовых (М2000НМ1) трансформаторов, эквивалентная схема приводится к виду, показанному на рис. 7.6, г, где R. = + - активное сопротивление в контуре тока /б з, = + /-82-

Дифференциальное уравнение для цепи рис. 7.6, г запишется в виде /б/?з = >-f6 - бэ БЭ ( к) и его решение с учетом

начальных условий (б (0) -= /бн будет:

Б(0-(/Б„~/Б,)е -\

(7.11) 13!



(7.12)

Подставляя (7.12) в (7.11), получаем закон изменения тока базы во времени:

бэ (-)

(7.13)

Анализ временных диаграмм (рис. 7.6, д), построенных по (7.13) и характеризующих процесс формирования закрывающего тока базы, позволяет сделать следующие выводы: постоянную времени контура закрывающего тока базы т = LJR; желательно иметь как можно мень-Hie, что может быть получено увеличением сопротивления при минимально достижимых, при помощи конструктивных мер, значениях индуктивности рассеяния Lg, закрывающий ток базы (7.12) зависит от разности (к-k); так, например, для схемы рис. 7.6, а при k 2,5

к получим /бз О, т. е. для исключения влияния неидеальности элементов VD и VT4 должно выполняться условие k > л, а максимальный закрывающий ток для идеализированной схемы {X О, R,

гьп) равен /бз бэ/бн-

В схеме рис. 7.6, б обмотки трансформаторов Т1 и Т2 выполнены двухтактными, а в цепь насыщающего тока базы введен ключ VT3, что позволяет исключить потребление мощности от АНПН во время паузы (1 - у), поэтому для данной схемы Рутах ky, а коэффициент Я« 1,5 сведен к минимальному (для управляемого ключа переменного тока) значению.

Необходимо отметить, что введение дополнительных элементов VDJ, VD2, VT3 в цепь первичной обмотки управляющего трансформатора Т2 практически не увеличивает мощности Рутах, поскольку (Ук н : + Uvd <i. Uw2 ?"30-50 В в отличие от схем, где коммутирующие элементы введены непосредственно в цепь базовой обмотки ш, а i Uvd > Бэ- Кроме того, ток коллектора коммутирующих транзисторов VTI, VT3 уменьшен в k раз по сравнению со схемой рис. 7.2, г,

что уменьшает потери мощности и упрощает согласование ФУН с ШИМ.

Наиболее простой из схем с использованием вторичных обмоток двух трансформаторов в базовых цепях является устройство [86] с од-нотактным закрывающим трансформатором (рис. 7.7), первичная об- мотка которого коммутируется Рис. 7.7 транзистором VT, управляемым

-0 +



Рис. 7.8

а) А~Т1, ё-тг

"5

и

в) А--72, В7/

непосредственно от ШИМ. Потери мощности Ру ,„ах такие же, как и у схем рис. 7.2, а - е, но в отличие от последних получена возможность гальванической развязки как входа от вы.хода, так и эмиттеров мощных транзисторов друг от друга и упрощено согласование ШИМ с комм\-тирующим транзистором за счет уменьшения в k раз его коллекторного тока. Недостатком устройства является ограниченный диапазон изменения у за счет времени, необходимого для обратного перемагничивания однотактного трансформатора Т2. Минимальное значение у определится соотношением Ymin > н/(н + m max), где f/„ напряжение питания оконечного каскада УУ; Ькштах - максимально допустимое значение напряжения на коллекторе коммутирующего транзистора VT.

Для исключения указанного недостатка в качестве закрывающего используется двухтактный трансформатор Ti* (рис. 7.8), подключенный через диоды (для разделения полупериодов при уах 0,5) к вторичным обмоткам трансформатора Т1, АИПН, не связанным с питающим напряжением [87]. Возможны два варианта использования вторичных обмоток трансформаторов: Т1 - насыщающий, а Т2 - закрывающий; Т1 - закрывающий, а Т2 - насыщающий.

Временные диаграммы работы элементов схемы для первого варианта, представленные на рис. 7.8, б, показывают, что закрывание мощных транзисторов осуществляется подключением отрицательного потенциала к базе без прерывания контура насыщающего базового тока. Зависимости Ру max {ky,ky.r,) и /б 3 {ky, ky., R) могут быть представлены выражениями (7.3) и (7.4) для схемы рис. 7.2, а при R.,, Гуо + /?доп,



поскольку приведенное сопротивление элементов первичной обмотки Т2 (гут + гуо Гш)1к 10 (Ом)/200 мало и его можно не учитывать.

Во втором варианте схемы в качестве насыщающего используется трансформатор Т2 с изменяющейся относительной длительностью импульса Y, а закрывающий импульс поступает от обмотки Т1 в начале следующего полупериода напряжения АНПН. Поскольку момент прихода закрывающих импульсов фиксирован точками t* k* п, rj\ek* - целое число, модуляция осуществляется изменением моментов открывания транзисторов VT1 и VT2, что приводит к некоторому ухудшению быстродействия по сравнению с первым вариантом, но при более высоком показателе Яутах- Когда транзистор открыт, то Ру = ky. Во время паузы (1 - у) первичная обмотка Т2 отключена от напряжения TI (УТЗ закрыт), но закорочена через диод транзистором VT4. Без учета суммарного падения напряжения на диоде и насыщенном VT4, равного (Окн I UyoVk 50 мВ, ток в контуре вторичной обмотки определится 1ц-у) = (бз - UvD)(Rr) л) -- (кул- 1)> X lbJ(ky - 1 kR), тогда

у (1 - v)

Ч1/бэ/бн) /,1-v) б.з ~k,,,(ky.,. -\)l{k,\ -Ь/г«). (7.14)

Подставляя в (7.1) параметры эквивалентной схемы (рис, 7.3, а), соответствующие схеме рис. 7.8, а: Еу О, С/ьэ (уз - 1). Е

Ub3, Гх Rq, г., - ГуП + R Д(М1 R, 3 "

R6 60 (ky - 1), а /?бо бэ7бн, получаем

Гб н И учитывая, что

60 3 iky-\)--(ky-l) (/гу.з- 1) /?бо Б н 3 Б н + бо /?з (у - - 1) -Г Rcn Jky - 1)

(7.15)

Представленные графически зависимости (7.14) и (7.15) показывают, что схема на рис. 7.8, а при значительно меньших затратах мощности Рутах ky при ky.<i 2 (кривая й На рис. 7.4, а при ky - 2, kji -= 0,25) обеспечивает большие закрывающие токи базы /бз (кривая б на рис. 7.4, а при /г,. - 2, Гб „ 0,1 /g, Р = 0,25 /?бо), чем все рассмотренные выше схемы. Кривая и (рис. 7.4, б по (7.15) при ky., -- - 2) показывает слабую зависимость 1 л от k.

В рассмотренных схемах УУ с подачей отрицательного потенциала в базу мощного транзистора через ограничительный резистор Рз коммутирующий транзистор, связанный с ШИМ, подключает первичную обмотку дополнительного трансформатора к источнику переменного (в двухтактных схемах рис. 7.8) напряжения, что требует дополнительной обмотки у трансформатора АНПН с напряжением 30-40 В. Более простую конструкцию трансформатора Т1 позволяет получить схема 188], в которой закрывающий трансформатор Т2 подключен непосредственно к базовым обмоткам трансформатора Т1 АНПН (рис. 7.9). В разомкнутом состоянии ключа КГ магнитопровод транс-

ИПУУ +АНПН

v277

-Еа--


Рис. 7.9

Рис. 7.10

форматора Т2 перемагничивается под действием напряжения, приложенного к одной из первичных обмоток U = Убэ Uw б - Uvd kyUbs, где Uw 6 ~ напряжение базовой обмотки TJ.

Поскольку вторичная обмотка Т2 разомкнута, ток, протекающий через диод VDI, невелик и равен току намагничивания первичной обмотки Т2. При замыкании коммутирующего транзистора VT, управляемого от Ш14М, транзистор VT1 закрывается, а мощность, потребляемая во время паузы (1-у) от АНПН, определится следующим выражением:

у max

2(У,

2U6~Uy-(UyrU)/k 2ky [2ky-\)

Rg -h R3

ky - \--k

(7.16)

По своим характеристикам схема аналогична схеме на рис. 7.2, в, с той разницей, что в цепи закрывающего тока базы находится один вместо двух, а коммутирующий транзистор вынесен в первичную обмотку трансформатора Т2, поэтому при оптимальных значениях /гуЛ:;2, рассчитанных по (5.5), можно получить желаемые значения /б 3 = (2-5)/БнВыбором сопротивления резистора Рдо„. Полная принципиальная схема стабилизирующего преобразователя напряжения на основе УУ (рис. 7.9) приведена в [89].

На рис. 7.10 представлена схема стабилизирующего преобразователя [90], в котором отсутствует потребление мощности в базовых цепях мощных транзисторов, находящихся в закрытом состоянии (рис. 7.10). Инвертор выполнен по схеме мощного АНПН с коммутирующим .магнитным элементом [69], а возбуждение (открывание) транзисторов осуществляется от генератора коротких импульсов, в качестве которого используются базовые обмотки трансформатора TJ маломощного АНПН и дифференцирующие RC-це-почки, при этом потребление мощности от последнего практически




[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [ 21 ] [22] [23] [24] [25] [26]

0.0773