ное сопротивление базы мощного транзистора, получаем выражение для закрывающего тока базы:

/бз =

(/Ур-гГут) Бн + бэ (Гур + Гуг) -(б.з-о) н

б н {{VD--Vt) б н + -б (l/D + vr) + 6 б н)

(7.2)

Анализ выражения (7.2) показывает, что при малых значениях параметров Гуо, гут и гб н (1 - 3 Ом) закрывающий базовый ток может изменяться в широком диапазоне при воздействии температуры окружающей среды (ДУбэ, AUo), поэтому для сохранения ключевого режима коммутирующего транзистора VT3 желательно включение дополнительного токоограничивающего резистора (штриховая линия на рис. 7.2, а) в контур закрывающего тока /б.з- С точки зрения увеличения тока /б.з желательно иметь большее напряжение /б.з, однако последнее ограничено для большинства транзисторов на уровне 4-6 В.

В течение паузы в управляющем напряжении потенциал базы транзистора становится отрицательным, его эмиттерный переход закрывается, а ток вторичных обмоток Т1 определится как

/ (1 -7) (f6 + .3 - о)/(б + /?з),

где /(i Y) - ток вторичных обмоток Т1 во время паузы в управляющем напряжении; = гуо + гут + Rjiou ~ суммарное сопротивление в цепи закрывающего транзистора VT3.

Определим мощность, отбираемую от АНПН, в рассматриваемом интервале времени:

P={U,+ U,J (U, 4-Уб.з-о)/(б + Rs) Принимая Uo = (Убэ, получаем относительную мощность в виде

К шах /БЭ /б = {k, + kyj (fey + К.,, -\)l{k.

Л+kR),

(7.3)

где у.з = У.з/Убэ - отношение напряжения на закрывающей базовой обмотке Г1Уб.з к напряжению на эмиттерном переходе насыщенного транзистора; kj = RJRqq - отношение сопротивления в цепи закрывающего транзистора к сопротивлению базового резистора при ky - 2, т. е. Rq, - бэ б.

На рис. 7.4, а представлены зависимости /б з /бз б и Рутах, построенные по выражениям (7.2) и (7.3) соответственно в функции /гу.з для различных значений kfi при ky = 2, гбн 0,1 /?бО которых видно, что с ростом напряжения закрывающей обмотки растет относительная мощность и при /jy.3 = 4 Ру max В 2 О раз превысит необходимую мощность управления 6бэ/б-124

Рис. 7.4

Для определения зависимости закрывающего тока базы /б з от относительного напряжения насыщающей обмотки ky необходимо учесть, что Rq {иъэИъ) {ky - 1) = Rqo (ky - 1); тогда выражение (7.2) перепишется в виде

4з =

.чБн+бо /?з (у-1)+бо (ky-l)

Представленное графически на рис. 7.4, б (кривая а) это выражение при Rr, = 0,25 Rqo, Гби = 0,1 Rqo, уз 2 показывает, что в диапазоне изменения относительного напряжения 1,5 <: у <: 4 закрывающий ток базы /б 3 изменяется незначительно.

Зависимости Рутах = / (у), прсдставленные на рис. 7.4,6 (кривые б, в, г), построены по (7.3) при kj = 0,5 для различных ky.. Функции Рутах (ky) имеют ЯВНО выражснный минимум, который смещается в сторону больших значений ky при росте закрывающего напряжения

( у. з) •

Заметим, что при открытом состоянии мощного транзистора относительная мощность составит Ру = UqIbиэЫ ~ ky.

Устройство с одной закрывающей обмоткой [811, схема которого представлена на рис. 7.2, б, позволяет упростить конструкцию трансформатора АНПН по сравнению с устройством, представленным на

рис. 7.2, а. Однако для сохранения такого же закрывающего тока базы /бз напряжение обмотки Шо. должно быть больию на Овэ, теряемое на дополнительном диоде. Тогда для схемы рис. 7.2, б относительная мощность запигпется в виде

V max

(7.4)

Наиболее простхю конструкцию трансформатора позволяет получить устройство 1821, в котором исключены вторичные об.мотки Wc, и tcy,,;,. Для возбуждения мощных транзисторов, ис1юльзуются обмотки ПОС АНПН, которые так же, как и транзисторы, соединены с минусовым выводом источника питания. Эквивалентной схеме рис. 7.3, а будут соответствовать след\ющие параметоы схемы рис. 7.2. в: £,

/г./Ув:.; /:, /г,6вэ - 2 U, Ьбэ {ку~ 2); £, вэ: г, R,,: г-1 Рл fvi> гут • R;on\ /",4 бн- Подставляя \ ка,зан[1ые зиа-че1П1я в (7.1), получаем выражение для закрывающего тока базы:

(7.5)

из которого видно, что при ky 2 последний член числителя обращается в нуль. т. е. все напряжете закрывающей (в данный полупериод) об.могки падает на диодах. Ток /в при этом определяется соотюгггением сопротивлений, причем с точки зрения увеличения /вз сопрогивление R: должно быть как .можно меньше, но при этом пол\ чается больпюй разброс возможных значен{П1 /вз за счет температурных уходов параметров (Узв и 6„. Определим относительную мощность угфавления:

\ max

бЭ п

2Uc,~-2U. , 4/<у(/гу-1)

Ао R.

(7.61

Зависимости (7.5) и (7.6) представлены графически на рис. 7.4, б кривыми д, ж при kj 0,5. гвн 0,1 и кривыми е, з при /г/? 0,25/-ВИ 0,1 Rq,.

В рассмотренных схемах закрывание транзистора осуществлялось подачей в базу отрицательного потенциала через токоограничивающий резистор, при этом цепь насыщаюпей базовой обмотки Wq не разрывалась. Поэтому потребление мощности от АНПН во время паузы в \ п-равляющем напряжении всегда схщественно больше, чем при открытом состоянии транзистора.

В схеме па рис. 7.2, г в цепь насыщающего тока базы введен ключ УТЗ и диодный мост У01 - У05 [83]. При открытом состоянии транзистора УТ1 насыщающий базовый ток протекает по цепи: обмотка Wq токоограничивающий резистор Rq - эмиттерный переход

уТ1 - транзистор УТЗ и диод У02. Мощность, отбираемая от АНПН на этом интервале, определится как

у ma.x

Uq 1ъ!иъэ1ъ-к (БЭ

Л-Uvd Л (7кн)/БЭ « 2,5,,

(7.7)

где Uvd бэ, к н » 0,5 Увэ - падения напряжений на диоде VD2 и насыщенном транзисторе УТЗ соответственно.

Формирование закрывающего базового тока происходит путем открывания транзистора УТ4 и закрыва1шя УТЗ. При этом на интервале рассасывания избыточного заряда в базе УТ1 коллекторный ток насыщенного УТ4 равен закрывающему току базы УТ1;

/к VT4 - /б 3 ----- (Бэ +- Б 3 -Uvd) Куо + гуг + Гб„) UbJR.

По окончании интервала коллекторный ток УТ4 становится равным нулю, поскольку отсутствует цепь для протекания тока от обмотки благодаря диодному мосту У01-У04, поэтому мощность от АНПН во время паузы в базовой цепи УТ1 и УТ2 не потребляется. Диоды У01 - У04 необходимы для того, чтобы исключить появление высокого отрицательного потенциала в паузе управляющего напряжения на базе транзистора УТ2, закрытого в рассматриваемый полупериод. В данной схеме отрицательный потенциал базы фиксирован напряжением базовой обмотки, приложенным к эмиттерному переходу УТ2 через диод УОЗ.

Проведенный анализ позволяет сделать следующие выводы.

1. Весь закрывающий ток базы /б з проходит через коммутирующий транзистор, причем в схемах без прерывания контура насыщающего базового тока /в н (рис. 7.2, а - в) коллекторный ток комм\тирующего транзистора может в 2-4 раза превышать ток базы мощных транзисторов во время закрытого состояния последних, что приводит к значительному росту мощности, необходимой для У У и расчетной мощности АНПН (кривые б, в, г, ж, з, рис. 7.4, б, Рутах " 6-12 Вт).

2. Наиболее просто выглядит схема рис. 7.2, в, однако закрывающий ток базы мал при ky » 2 (кривые д, е, рис. 7.4, б), рост ky ведет к приблизительно линейному возрастанию Ру ,лах и /в з (кривые ж, з и д, е соответственно).

3. Схемы на рис. 7.2, а, б позволяют получить большие значения /б 3 при малых ky за счет специальной обмотки Wq. (кривая о, рис. 7.4, б); кроме того, наблюдается минимум функции Рутах (ky), причем с ростом > упип мощность Ру max растст нсзначительно (кривые б, в, г, рис. 7.4, б).

4. В схеме рис. 7.2, г потребление тока от АНПН во время паузы в управляющем напряжении отсутствует, а мощность при открытом состоянии мощных транзисторов составляет Ру max 5, что определяет предпочтительность использования данной схемы при повьипенных

мощностях нагрузки, а закрывающий ток базы определяется параметрами контура VT4 - VD5, VD6 - Wq, - R. и не влияет на Рутах-

5. Активный режим коммутирующего транзистора в цепи закрывающего тока базы с точки зрения его загрузки по параметру /кытах на этапе tp при отсутствии /?доп является вполне допустимым, поскольку tp 0,5-2 мкс, однако, из-за наличия зависимостей /к (/г2 1э) и /г21э (Т"С) исключается стабильность закрывающего базового тока.

6. Все рассмотренные схемы рис. 7.2 не имеют гальванической развязки входных и выходных цепей без дополнительных развязывающих элементов.

В качестве примера реализации УУ с одни.м трансформатором на рис. 7.5 приведена полная принципиальная схема стабилизирующего преобразователя напряжения [82] со следующими техническими характеристиками;

Входное напряжение £, В.......... 20-40

Выходное напряжение Uu, В......... 5±2%

Ток нагрузки /н, А............ О-3

Частота преобразования /п, кГц........ 50

КПД не хуже............. 0,7

Устройство содержит АНПН на транзисторах VTJ, VT2 и трансформаторе TI, широтно-импульсный модулятор, включающий компаратор А и формирователь пилообразного напряжения ФПН (Wji, С, VD, Входы мощных транзисторов VT4 и VT5 подключены через резисторы непосредственно к базовым обмоткам трансформатора Т1 АНПН, на которых формируется прямоугольное переменное напряжение амплитудой 2,5 В. В закрытом состоянии ключа VT6 указанное напряжение обеспечивает насыщение одного из транзисторов в зависимости от полярности напряжения на базовых обмотках wa трансформатора Т1. Во время паузы в выходном напряжении Т2 ключ VT6 открыт и насыщен выходным напряжением компаратора А, образуя контур для протекания закрывающего базового тока /g 3.

Необходимо отметить, что в качестве ФПН, А и транзисторного ключа VT6 может быть использована одна микросхема импульсного стабилизатора напряже-

Ptu 7.) 128

ния типа 142ЕП1, что способствует миниатюризации всего устройства. Использование на входе компаратора выходного напряжения ФПН в качестве опорного при малых амплитудах напряжения на конденсаторе A/q, может привести к неравенству по полупериодам относительной длительности открытого состояния транзисторов у, поскольку Uj Ь\.(> - 2Uyjj - U(, а прямые падения напряжений на диодах VD могут иметь разброс AUy 50 мВ Поэтому желательно включение УПТ между выходом устройства и инвертирующим входом компаратора, при этом амплитуда напряжения пилообразной формы Af/ может быть увеличена во столько раз, каков коэффициент усиления УПТ, а влияние возможного разброса Uyj уменьшено.

При макетировании преобразователя рис. 7.5 использовали следующие элементы: VTJ, VT2, VT6 ~ 2Т608Б, Л - 544УД2; VT4, VT5 - 2Т630Б (по пять штук в плече), VD - 2Д510 (по 30 штук в плече), а удельная мощность макета составила 100 ВтдмУ

Использованию данной схе.мы в качестве ИВЭП с бестрансформаторным входом препятствует в основном возможность подмагничивания трансформатора Т2 (схема со средней точкой), что вынуждает снижать рабочую частоту до единицы килогерц для уменьшения влияния возможного разброса времени закрывания мощных транзисторов.

Устройства управления с двумя трансформаторами. [Чриведенные выше схемы характеризуются тем, что УМ должен иметь общую точку соединения эмиттеров мощных транзисторов (двухтактная схема со средней точкой первичной обмотки трансформатора). Двухтрансформа-торные схемы УУ лишены этого недостатка, поскольку введение дополнительного трансформатора позволяет управлять напряжением последнего по первичной об.мотке, а вторичную связать со входами транзисторов.

1Тзвестны регулируемые преобразователи, построенные на двух усилителях прямоугольного напряжения, имеющих регулируемый фазовый сдвиг [84[. Аналогичный принцип (фазовый способ управления) используемый для управления транзисторами УМ, наиболее полно рассмотрен в [53[. Поскольку относительная длительность открытого состояния транзистора в таких устройствах может изменяться в широком диапазоне (О <: у <: 1), то наибольшая эффективность УУ достигается в однотактных регуляторах напряжения либо тока, например в прямом понижающем конверторе. В двухтактных УМ необходимое значение относительной длительности для каждого транзистора находится в пределах О < у <: 0,5, поэтому применение таких УУ связано с некоторой функциональной избыточностью непосредственно в узле формирователя управляющего напряжения (ФУН), а именно с наличием дополнительных транзисторов в цепи насыщающего и закрывающего токов базы и необходимостью в двухтактных базовых обмотках (со средней точкой) каждого из трансформаторов УУ, Кроме того, в практических разработках, использующих фазовый способ управления [25[, присутствует вспомогательный источник питания на основе АНПН содержащий еще один маломощный трансформатор.

Ниже рассматриваются УУ двухтактных ПН с внешним возбуждением и гальванической развязкой входных и выходных цепей, содер-

5 Зак. 1779 129