1/ГР

-<

>

Рис. 6.7

тора Г/. В момент сравнения напряжения на измерительном входе А с опорным на импульсном трансформаторе УГР формируется импульс напряжения, форсированно закрывающий транзистор VT1.

Окончание импульса на трансформаторе Т2 происходит на возрастающем участке пилообразного напряжения (рис. 6.8, б, в), и, следовательно, длительность импульса можно определить как удвоенное (при у = 0,5) время рассасывания избыточного заряда в базе транзистора VT1.

Рассмотрим процесс уменьшения тока нагрузки от максимального значения (на участке стабилизации напряжения /(1 -f М)

до нуля. Максимальный ток нагрузки /„тах определится выражением (6.16), а при меньших токах время /„ устанавливается УУ таким, чтобы выполнялось равенство /„.т = (/к тт f/26н тах)/( + 0. ДС

н.т ктт - соответствующие друг другу текущие значения токов /„

и /кт-

Определим возможные частоты преобразования на участке стабилизации и„ - £/нтах- Период повторения Т tjy - LUm/yt, тогда минимальная частота /о на участке Un = max определится как

fo = ywax EmiJLlKm=y„rriax Emin/{E

min H ma

(6.19)

максимальная

/max -Ymin Emax/

~U )If

"-h тахМКтт

a Кратность изменения частоты

rm max

min M/kE\.

H max

ma.x

H ma

(6.20)

(6.21)

Таким образом, при уменьшении тока нагрузки до нуля частота преобразования неограниченно возрастает, а влияние изменения питающего напряжения можно уменьшить выбором .максимального значения параметра М [см. (6.21)1.

В реальной схеме АСПН (рис. 6.7, а, б) в качестве нагрузки используется также УУ, включающее устройство сравнения с делителем напряжения А, ис7()Ч}П1к опорного напряжения, и устройство гальванической развязки. Максимальная частота преобразования, при которой происходит регулирование в схеме на рис. 6. 7, а, б, определится из условия пропускания трансформатором Т2 УГР запирающих импульсов (рис. 6.8, б, в): Гз > 2/р/ут1ц, где - период перемагничивания трансформатора Т2.

Время прямого перемагничивания, в течение которого действует запирающий импульс, определится как tly, так как после перехода пилообразного напряжения на восходящий участок устройство сравнения Л продолжает оставаться в том же состоянии. Время обратного перемагничивания (размагничивания) при напряжении пробоя стаби-

2(У„ шах определится также вели-

литрона (рис. 6.7, б и рис. 6.8) U чиной tply. При дальнейшем увеличении частоты (уменьшении тока нагрузки) происходит насыщение магнитопровода трансформатора Т2, поскольку к моменту начала прямого перемагничивания магнитопровод уже не успевает размагнититься, т. е. вернуться в точку В = Bj.. При этом цепь обратной связи разрывается и устройство выходит из режима стабилизации.

Граничную частоту преобразования определим как

frp < Ymin/2/р. (6.22)

Для маломощных (единицы ватт) преобразователей на высокочастотных транзисторах (2Т608 , 2Т630, 286ЕПЗ) потери на УУ составляют

а) Uyjz

б) 6)

е) ичгр Рис. 6.8

не менее 5"ь от выходной мощности преобразователя, а время рассасывания tp при форсированном закрывании не превып1ает 0,2 мкс. Следовательно, при полном сбросе тока нагрузки выходной ток АСПН уменьшится в 1/0,05 = 20 раз и соответственно возрастет частота преобразования. Так, при /о 10 кГц (7,1 = /нтах) частота при /„ = О составит 200 кГц, а область устойчивой работы определится из (6.22): /< у2/р 0,5/2-0,2 1,25мГц. Условие устойчивой работы при полном сбросе нагрузки запишется в виде

/х.х -/min /нтах упр * Vmin/2/р [гр<

(6.23)

где - частота преобразования, соответствующая нулевому току нагрузки (холостой ход); - минимальная частота соответствующая максимуму тока нагрузки; /др - ток, потребляемый УУ.

Для более мощных устройств доля потерь на управление снижается до 2%, а время рассасывания tp увеличивается до 1-3 мкс (для 2Т808, 2Т818 /,р < 100 кГц при y,,, 0,4; tp -= 2 мкс). При этом из (6.23) определим < fvplyup/l max 2 кГц.

Исключить возможность аварийного выхода из режима стабилизации можно заменой импульсного трансформатора Т2 на магнитно-транзисторный автогенератор (рис. 6.7, в), который передает закрывающие импульсы от компаратора А любой необходимой длительности. При невыполнении условий (6.22) в зависимости от построения базовой цепи возможны два варианта: диод с шунтирующим конденсатором в базовой цепи отсутствует; базовая цепь имеет диод и конденсатор.

Для первого варианта невыполнение условий (6.22) приводит к появлению интервала, при котором энергия индуктивности трансформатора Т1 уже вся передана в нагрузку, а мощный транзистор не открывается, поскольку к его эмиттерному переходу приложено закрывающее напряжение от УГР. После снятия этого напряжения база транзистора оказывается под положительным потенциалом за счет тока смещения и практически без задержки начинается этап накопления энергии tu- Закон регулирования при этом изменяется, а максимальная частота, соответствующая минимуму тока нагрузки, уменьшается. Этот вариант с точки зрения потерь в цепи смещения соответствует двухтактной схеме (см. рис. 5.1) и приемлем лишь при низких значениях питающего напряжения (5-10 В).

Базовая цепь второго варианта может использоваться при питающих напряжениях 200-400 В, однако аналогично случаю подачи смещения на одно из плеч двухтактной схемы АНПН [78] диод в базовой цепи должен быть шунтирован конденсатором (для возникновения автоколебаний). В противном случае потери в базовой цепи и в цепи кол лектора за счет протекания тока смещения достигают неприемлемого значения. При наличии указанной емкости после снятия закрывающего напряжения УГР потенциал базы возрастает со скоростью, опреде-

Рис. 6.9

ляемой постоянной времени RcmC], а время от снятия закрывающего напряжения УГР до возникновения регенеративного процесса формирования фронта напряжения на TI может составлять несколько десятков периодов частоты /„р в нормальном режиме, т. е. частота включений резко падает, а на выходе преобразователя появляются длительные провалы напряжения.

Для исключения частотных ограничений со стороны УУ, необходимо, чтобы к началу каждого периода (к моменту открывания транзистора) все процессы в трансформаторе УГР заканчивались и последний был бы готов пропустить импульс необходимой длительности. Минимально необходимая длительность импульса УГР равна времени рассасывания избыточного заряда в базе мощного транзистора, после окончания которого полярность на вторичной обмотке трансформатора TI изменяется, а необходимость в запирающем импульсе уже отсутствует (рис. 6.8, д, е).

Схема устройства, позволяющего сократить длительность импульса УГР ло tp, представлена на рис. 6.9. После закрывания мощного транзистора полярность на вторичной обмотке трансформатора изменяется и через согласующее устройство СУ и схему совпадений СС воздействует на УГР таким образом, что трансформатор УГР Т2 (см. рис. 6.7) отключается от источника питающего (выходного) напряжения. Поскольку время обратного перемагничивания Т2 зависит от напряжения на его обмотке на этом интервале времени, то всегда можно организовать готовность последнего к следующему формированию закрывающего импульса, так как время обратного перемагничивания конечно

-- , , , г~<г т 7 т-» w

и ограничено выражением t

1 ------------ -О-Цер - И -п идиал ---......

в рассмотренном устройстве импульс напряжения обратного перемагничивания Т2 оканчивается всегда раньше, чем возникает необходимость в новом формировании закрывающего импульса, что исключает влияние УУ на частотный диапазон однотактной схемы АСПН (рис. 6.9).

Простейший вариант реализации подобного устройства представлен на рис. 6.7, а, б (диод, изображенный штриховой линией.). Закрывание транзистора УГР осуществляется в начале этапа за счет соединения его базы через диод с выводом вторичной обмотки трансформатора. При этом потенциалы эмиттера и базы транзистора оказываются примерно одинаковыми, а закрывающий базовый ток ограничивается прямым сопротивлением диода, что приводит к форсированному закрыванию транзистора УГР.

max-

Таким образом,

Глава VII.

УСТРОЙСТВА УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ НАПРЯЖЕНИЯ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ

7.1. УСТРОЙСТВА УПРАВЛЕНИЯ НА ОСНОВЕ АВТОГЕНЕРАТОРНЫХ НЕРЕГУЛИРУЕМЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ

Устройства управления с одним трансформатором. В однотранс-форматорных У У на базе АНПН последний используется в качестве задающего генератора и одновременно выполняет функции согласования питающего напряжения с низкоомными входами мощных транзисторов. Схема стабилизирующего преобразователя напряжения с внеи]ним (от АНПН) возбуждением содержит (рис. 7.1) АНПН, подключенный к источнику питания через линейный стабилизатор напряжения ЛСН и усилитель мощности (УМ) на элементах VT1, VT2 и Т2, входы мощных транзисторов которого связаны с обмотками трансформатора TJ через ключевое устройство Кл, коммутируемое сигналом ШИМ. Питание последнего может осуществляться от выходного напряжения (f7„) либо от специальной обмотки трансформатора АНПН, однако поскольку ключевое устройство Кл имеет гальваническую связь через входы транзисторов VTI, VT2 с питающим напряжением, а ШИМ связан с выходным напряжением, то получить гальваническую развязку входных цепей без применения дополнительных развязывающих устройств

Рис. 7.1

Рис. 7.2

6) в)

Рис. 7.3

(оптрои, трансформатор) не удается. Применение специальной обмотки трансформатора ЛЯ/7Я для питания узлов ШИМ (компаратор, уси-Л11тель сигнала ошибки) целесообразно для унифицированного узла УУ, рассчитанного на работу в преобразователях с различными номиналами выходных напряжений.

Сравнительный анализ вариантов выполнения ключевого устройства проведем для однотрансформаторных схем (рис. 7.2) по двум параметрам: закрывающему базовому току /бз (открывающий ток базы при постоянном напряжении на базовой обмотке определяется соотноше ПИЯМИ (5.5), (5.2)); относительному значению максимальной мощности управления, определяемой как отношение расчетной мощности АНПН к минимуму мощности, расходуемой на управление мощными транзисторами: я; max - Ра нпн / ббэ-

Для времени рассасывания избыточного заряда /р входную цепь мощного транзистора можно представить в виде последовательного соединения ЭДС Бэ и объемного сопротивления базы Гб н в состоянии насыщения, причем эти параметры на интервале tp принимаем постоянными 79. Закрывающий ток базы /б з определим из эквивалентной схемы базовой цепи, представленной на рис. 7.3, а, где искомая величина

/з (£з../-з) - (1 г-г г., 4-£з л, -Ео г, г)1г (л, +

(7.1)

Подставляя параметры, соответствующие схеме рис. 7.2, а [80]: Е-х Uq - напряжение насыщающей базовой обмотки; Е, Uq - - f/o разность напряжений закрывающей базовой обмотки и прямого падения на закрывающем дисде (рис. 7.3, б); Е == Убэ - напряжение на эмиттерном переходе; ri = Rq, = гуо + гут -дифференциальное сопротивление диода VD1 и сопротивление транзистора УТЗ в насыщенном режиме (точка А на рис. 7.3, е); Гд ~ гь н - объем-