Главная страница  Источники вторичного электропитания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [ 18 ] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]

к недостаткам, ограничивающим область применения таких устройств, можно отнести следующие: амплитуда тока дросселя, а следовательно, и потери от этого тока в транзисторах ПН и диодах выпрямителя за счет треугольной формы больп1е минимального необходимого значения, определяемого током нагрузки /„ = /т; ограничен диапазон частотного регулирования выходных параметров (/;, Ф 0).

6.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ С МОДУЛЯЦИЕЙ ЧАСТОТЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ И С ПЕРЕМЕННОЙ ОТНОСИТЕЛЬНОЙ ДЛИТЕЛЬНОСТЬЮ ОТКРЫТОГО СОСТОЯНИЯ КЛЮЧЕЙ

в рассмотренных выше АСПН используется переменное напряжение с регулируемой частотой на входе частотрю-зависимой цепи, отделяющей ПН от нагрузки, что предполагает применение двухтактных схем преобразователей, содержащих как минимум два мощных транзистора и трансформатор. Более просты однотактные преобразователи напряжения с обратным включением диода, в которых в качестве трансформатора используется двухобмоточный линейный дроссель, а интервалы накопления энергии в дросселе и передачи накопленной энергии в нагрузку разнесены во времени. Рассмотрим работу самовозбуждающейся схемы ПН с обратным включением диода в автоколебательном режиме без регулирования выходного напряжения (рис. 6.5, а). Период коммутации транзистора (рис. 6.5, б) складывается из двух временных интервалов: Т = +

При подключении питающего напряжения Е через входную цепь транзистора протекает ток смещения, определяемый сопротивлением резистора /?см и не зависящий от параметров нагрузки (Сц, /?н). поскольку последняя на интервале 4 отключена выпрямительным диодом. Диод в базовой цепи, аналогично схемам на рис. 5.2, исключает ответвление тока смещения в цепь базовой обмотки, а шунтирующий конденсатор С увеличивает коэффициент ПОС через базовую обмотку на этапе формирования фронтов напряжения и соответственно уменьшает необходимый ток смещения. Мощный транзистор приоткрывается, развивается регенеративный процесс, в результате которого напряжение питания прикладывается к первичной обмотке трансформатора Т и начинается этап накопления энергии в индуктивности трансформатора. Потребление мощности от трансформатора на этапе происходит только входной цепью транзистора через базовую обмотку. При достижении первичным (коллекторным) током величины /кт = /i2is /б транзистор выходит из насыщения, развивается обратный регенеративный процесс, приводящий к закрыванию транзистора и началу этапа /п передачи энергии, накопленной в индуктивности трансформатора, в нагрузку.

Наибольшая длительность этапа имеет место при включении преобразователя, так как в начальный момент = 0. При переходе схемы на этап передачи энергии к базе транзистора прикладывается импульс отрицательной полярности с амплитудой Убэз + £б, где - напряжение на базовой обмотке на интервале t.

Одновременно начинается перезаряд емкости С через резистор R, и потенциал базы возрастает по экспоненциальному закону до тех пор, пока не откроется базо-эмиттерный переход транзистора, через который потечет ток, равный {Е - бэ) ?см, и, следовательно, коллекторный ток определится как /к /i2i3 (£ бэ)/см- Однако, несмотря на приоткрытое состояние транзистора, регенеративный процесс откры-


• max




вания последнего не начнется до тех пор, пока ток вторичной обмотки не уменьшится до /., « /к w/w.

В момент достижения указанного равенства замыкается контур ПОС, устройство вновь переходит от этапа передачи к этапу накопления энергии.

Длительность этапа зависит от выходного напряжения „, а так как емкость фильтра Сц выбирается из условий обеспечения заданной амплитуды пульсации, составляющей AUch 0,01 „. то изменением напряжения на выходном конденсаторе на этапе можно пренебречь. Считая также все элементы схемы идеальными (сопротивления транзистора и диода в проводящем состоянии равны нулю, а в непроводящем ~ бесконечности, межвитковые емкости и активные сопротивления обмоток трансформатора равны нулю), можно записать:

/„ (I,J2)i]~y) = {IJ2) ЕЦЕ + и,)UJ2i\ ; m),

(6.11)

где 12т - амплитуда тока вторичной обмотки трансформатора; у ~ = tJT =--- UJ{Un + Е) - относительная длительность открытого состояния транзистора; т UJE - текущее значение относительного напряжения на нагрузке.

Из выражения (6.11) следует, что устройство, собранное по схеме рис. 6.5, а, представляет собой функциональный преобразователь источника ЭДС Е в источник тока /„, причем ток при постоянных значениях Im И Е зависит только от текущего напряжения на нагрузке „.

Учитывая, что /кш = /гт к, а коэффициент трансформации k определяется из условий обеспечения максимально необходимого напряжения на нагрузке (к тах/Л), из (6.11) получаем

(6.12)

/н=.-(/к«£да„,,ах)М/(1-Ь т).

Переходя к относительным параметрам /н UUh Uh = н/нгаах. выраженис (6.12) переписываем в виде

/• = УИ/(1+/И/;*),

(6.13)

из которого видно, что при заданных напряжениях источника питания и амплитуды коллекторного тока простым выбором параметра М или, что то же самое, коэффициента трансформации k можно получить желаемую форму внешней характеристики преобразователя по схеме рис. 6.5, а. При этом ток короткого замыкания нагрузки ( „ = 0) связан с максимальным током на прямой АВ (где = нтах в режиме стабилизации выходного напряжения) следующим соотношением:

н max

(1 + М). Мощность В нагрузке в зависимости от выходно-

го напряжения определится как

1 f m

(6.14)

или, в относительных единицах,

PuiUu) MUuii\ rMUu).

(6.15)

Зависимости (6.13) и (6.15) для различных параметров М представлены на рис. 6.5, в. Основным параметром, ограничивающим М сверху, является допустимое напряжение коллекторного перехода мощного транзистора: (Укдог. > Окт = E„,.ix -г Unm-Axk Я,„,„ (М 1 k,.). ИЛИМ <( кдоп -£„,ax)/fmln-

Для ИВЭП с бестрансформаторным входом имеем М <1,3 при кдоп 700 В, Е 260-350 В (рис. 6.5, а). Более высокие значения параметра М при необходимости увеличения выходной мощности [см. (6.14), (6.15)1 позволяют получить мостовые схемы однотактных преобразователей, с обратным включением диода при аналогичном (рис. 6.5, а) выполнении цепей управления мощными транзисторами.

На рис. 6.5, г представлена принципиальная схема мостового ПН, а на рис. 6.5, д - соответствующая эквивалентная схема первичной цепи на этапе передачи энергии в нагрузку. Очевидно, падения напряжений на закрытых транзисторах определяются как Uy ,„

ME....) EnuAkE \ М)

RvTj, .vr - сопротивления утечки закрытых транзисторов VTI и VT2.

Для схемы с диодами (штриховые линии на рис. 6.5, г), фиксирующими потенциал соответствующего вывода первичной обмотки на уровне потенциала источника питания ( f или - ), можно гарантировать, что напряжение (Уэ на любом из транзисторов независимо от их токов утечки не превысит Ок w = max + Я yVl£rnlii> гдех i .2/Dyi-.i.

ГЛоскольку напряжение первичной обмотки (между точками 1-4) на интервале ti, составляет МЕЫ а между точками 2-3 не может превышать Е (в противном случае при Е >> Еи, напряжение на вторичной обмотке будет всегда меньше необходимого напряжения на нагрузке), можно записать МЕщ - ШЕщ " min- Решая совместно последние два уравнения, получаем ограничение для М (рис. 6.5, г), и соответствующее значение коэффициента Я: М < 1 +

j [2 ( к доп - £max)/£mlnl (К Доп-та

,)/МЕ,п. При и

к Д о II

700 В, Е - 260-350 В находим М„,ах - 3,69 и Л - 0,36.

Рассмотрим возможности регулирования выходного напряжения. Для напряжения ах кМЕ, т М выражение (6.12) запишется в виде

(6.16) 115




Рис. 6.6

Из него видно, что при принятых условиях (накопление энергии /н начинается сразу после окончания передачи энергии в нагрузку tjj) имеется возможность вырьировать только один параметр - /кт или, что то же самое, время открытого состояния ключа. Для стабилизации амплитуды тока коллектора на необходимом уровне в качестве опорного элемента на входе устройства сравнения используется выход усилителя сигнала рассогласования между опорным и входным напряжениями [74]. Однако реализация этого метода при гальванической развязке входа и выхода усложняется тем, что ток / можно измерить только в первичной цепи, поскольку вторичная обмотка трансформатора Т, в отличие от схемы на рис. 6. 4, на интервале обесточена.

Оригинальный способ регулирования напряжения без применения дополнительных развязывающих устройств предложен в [76]. Сокращение времени достигается коммутацией заряженного на интервале конденсатора на вторичную обмотку трансформатора через тиристор, открываемый от генератора импульсов ГИ (рис. 6.6). Ток тиристора должен быть больше тока вторичной обмотки к моменту коммутации. При этом напряжение на обмотках меняет знак, замыкается контур ПОС и открывается мощный транзистор. Включение последнего осуществляется без динамических потерь за счет энергии, накопленной в коммутирующем конденсаторе Ск при токе обмотки /2min > О-скольку напряжение на трансформаторе не имеет паузы, сокращение времени приведет к соответствующему сокращению /„, так как относительная длительность открытого состояния зависит только от входного и выходного напряжений [у = UJ{E + (/н)!- Стабилизация (Ун при изменении тока нагрузки осуществляется за счет изменения среднего значения тока вторичной обмотки варьированием /кmin-этом выражение (6.12) примет вид

1п= {{Ыт +/К min)/2] {EIU „,ax) Ml{\ -f М) -= (/К;п£/2„тах)[Л1(1+ё)/(1 -Ьад. (6-17)

где /г = /к т1п к/п - кратность изменения мгновенного значения тока дросселя от начала до конца любого из интервалов.

Выражение (6.17) показывает, что при постоянной амплитуде тока коллектора, определяемого для схемы по рис. 6.6 как Ыт - /1213/5 = = const, диапазон изменения тока нагрузки в режиме стабилизации напряжения ограничен возможностями вариации кратности изменения тока дросселя (О < < 1). Тогда, подставляя крайние значения ki

в выражение (6.17), получаем / = /нтах/нпИп 116

Определим зависимость частоты преобразования от кратности тока дросселя. Для периода преобразования можно записать Т = tiiy =

- {LiKmlyE) {\~ki), откуда /о N = 0 /Х/Кш; /max/fe. = /fe.J =

yE/L/k (1 -imax)- Тогда кратность изменения частоты kf /тах?о при Е coHst опредблится как

/=/тах о = 1/(1 -/г,-max),

(6.18)

откуда видно, что устройство работает в весьма ограниченном диапазоне изменения тока нагрузки. Так, с изменением частоты в 10 раз [kj 10) при /fej max = 0,9 ток нагрузки может измениться менее чем в 2 раза {к/ = 1,9). При уменьшении тока нагрузки менее чем на /нтах/ цепь обратной связи размыкается и выходное напряжение становится выше уровня стабилизации „тах, т. е. преобразователь теряет стабилизирующие свойства. При /„ О выходное напряжение неограниченно возрастает, что приводит к выходу из строя мощного транзистора. Объясняется это тем, что стабилизация достигается дополнительным отбором мощности от источника питания, т. е. устройство стабилизации может только повышать мощность на выходе относительно того уровня, при котором цепь обратной связи еще отключена (начало зоны стабилизации).

На рис. 6.7 представлена схема однотактного АСПН, регулируемого сокращением времени накопления энергии в индуктивности трансформатора 177]. При подключении питающего напряжения Е преобразователь начинает работать в автоколебательном режиме аналогично схеме на рис. 6.5. По мере заряда выходного конденсатора Сн интервал передачи энергии будет сокращаться, а среднее значение тока вторичной обмотки трансформатора Т\ - уменьшаться соответственно выбранному параметру М по одной из кривых выходных характеристик (рис. 6.5, в). При достижении выходным напряжением номинального значения бн нтах (вертикальный участок характеристики )вступа-ет в работу устройство стабилизации U, которое ограничивает длительность открытого состояния транзистора путем формирования закрывающего импульса в конце интервала t.

Для того чтобы закрывающий импульс напряжения с импульсного трансформатора Т2 устройства гальванической развязки {УГР) поступал в строго определенное время, измерительный вход устройства сравнения А образован резнстивным делителем выходного напряжения R2, R3, причем резистор R3 шунтирован конденсатором С2 и через ре-зитор R1 связан со вторичной обмоткой трансформатора Т1. Подобное включение позволяет получить в средней точке резистивного делителя R2, R3 пилообразное напряжение, синхронное с напряжением обмотки трансформатора Т1, причем коэффициент деления выходного напряжения Uh определяется только сопротивлениями резисторов R2, R3, а амплитуда напряжения пилообразной формы - постоянной времени RI, С2 и амплитудой напряжения на вторичной обмотке трансформа-




[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [ 18 ] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]

0.0138