= Y- Поскольку входное напряжение автогенераторного преобразователя изменяется скачкообразно в моменты коммутации VT1, пусковая цепочка может быть исполнена в виде конденсатора небольшой емкости, который совместно с VTj выполняет функции пускового генератора коротких импульсов (ГКИ), а цепи управления собирают по схеме с минимальными потерями (см. рис. 5.3).

Более высоким КПД обладает схема на рис. 6.2, в которой функции регулирования и преобразования совмещены и выполняются мощными транзисторами ПН, управление которыми осуществляется от У У через вспомогательные транзисторы УТЗ и УТ4. Во время паузы последние открыты, шунтирут управляющие переходы УТ1, УТ2 и замыкают на шину питания пусковой ток цепочки смещения. В начале интервала передачи энергии в нагрузку транзисторы УТЗ и УТ4 закрываются от УУ, пусковой ток поступает в базы мощных транзисторов и ПН возбуждается. В качестве УУ может быть использован ШИМ с собственным RC-задающим генератором. В этом случае автогенераторный стабилизирующий преобразователь напряжения (АСПН) собирают из АНПН простым добавлением к последнему широтно-импульсного модулятора, управляющего маломощными шунтирующими транзисторами (1/Г5, УТ4,) и введением индуктивности в сглаживающий фильтр. Таким образом, АСПН (рис. 6.2) в переходных режимах (пуск, скачкообразные изменения или короткое замыкание нагрузки) работает как АНПН с насыщающимся трансформатором со всеми вытекающими отсюда последствиями (см. § 5.3), а в режиме стабилизации - как усилитель мощности с внешним запиранием, но с самовозбуждением.

Сопротивление резистора /?см выбирают с учетом характера и сопротивления нагрузки таким образом, чтобы задержка открывания мощного транзистора после закрывания соответствующего ему шунтирующего транзистора от УУ не составляла заметной части полупериода коммутации. Известно, что при работе на выпрямитель с фильтром, на входе которого стоит индуктивность, рассасывание избыточного заряда в закрываемом диоде выпрямителя осуществляется только за счет коллекторного тока открываемого транзистора, работающего в этом интервале времени практически на короткое замыкание. Кроме того, для выпрямителя, собранного по схеме со средней точкой (рис. 6.2), во время паузы суммарный магнитный поток в магнитопроводе трансформатора равен нулю (токи полуобмоток равны и встречно направлены) и существует такой граничный ток смещения, при котором преобразователь уже не возбуждается, т. е. наблюдается периодический срыв автоколебаний, что вынуждает увеличивать пусковой ток смещения. Рассмотренные эффекты приводят к значительному росту потерь с повышением выходной мощности АСПН, поэтому в зависимости от питающего и выходного напряжений мощность нагрузки для таких схем ограничена единицами ватт.

Представленные на рис. 6.1. и 6.2 АСПН не имеют гальванической развязки входных и выходных цепей, поэтому область их применения ограничена устройствами, у которых выходные напряжения значительно отличаются от входного, т. е.

VTI 21 21 VT2

V77/

21 V.

УТЗЛ-л

ГУ г

там, где применение трансформации уровня питающего напряжения приводит к уменьшению коллекторного тока и, следовательно, к повышению КПД.

На рис. 6.3 представлена одно-трансформаторная схема .ЛСПН с гальванической развязкой входных и выходных цепей [72, 73]. Возбуждение преобразователя осуществляется через пусковой резистор R.- и базовые обмотки ПОС, а формирование

паузы, т. е. закрывание мощных транзисторов и их нахождение насыщенном состоянии, - открыванием по сигналу У У транзистора ко-

торый через выпрямители УВ1, У02 закорачивает специальную обмотку трансформатора ПН. При этом транзистор УТЗ должен быть рассчитан на

Рис. 6.3

в не-

21 Э ma.x

21 Э mill

к 1 и J

(6.1)

поскольку закрывание одного из мощных транзисторов происходит за счет выхода его из насыщения при резком увеличении коллекторного тока. Наличие специальной обмотки для формирования паузы позволяет выбирать число ее вит-ков таким образом, чтобы максимально использовать транзистор VI 3 по напряжению при минимальном токе коллектора. Для форсирования процесса закрьша-ния мощных транзисторов может быть использована одна из схем рис. 5.7-5.9.

Во время паузы транзистор УТЗ открыт «сильным» сигналом от УУ, обеспечивающим выполнение условия (6.1), а мощные транзисторы VII, VI 2 приоткрыты током смещения, который для схем с шунтирующими диодами и активной нагрузкой составляет /ем ~ 0,02 I. Поэтому амплитуда напряжения на обмотках трансформатора не превышает прямого падения напряжения на диоде У01 или У02 и насыщенном транзисторе VT3, а мощность, рассеиваемая на коллекторах VTI и VT2 во время паузы определится как

(6.2)

~2 1Э

После закрывания транзистора УТЗ замыкается цепь ПОС через базовые об мотки и открывается один из мощных транзисторов ПН. Условия возбуждения, определяемые характером нагрузки, аналогичны условиям возбуждения для схем на рис 6.1. 6.2, однако из-за отсутствия гальванической связи между У У и пусковой цепочкой, усложняется форсирование процесса открывания мощных транзисторов, поскольку отсутствует возможность управления пусковым током

/(•м к моменту включения. „ . ,

Упрощение конструкции трансформатора достигается в устройстве 173.1, где коммутирующий транзистор УТЗ шунтирует выпрямитель выходного напряжения, а между последним и LC-фнльтром включен .дополнительным диод.

Из анализа схем"(рис. 6.1- 6.3) видно.что мощные транзисторы однотрансфор-маторных АСПН закрываются за счет резкого увеличения коллекторного тока, поэтому возможности таких устройств ограничены мощностями, на которые строятся .А.НПН с насыщающимся трансформатором.

6.2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ С МОДУЛЯЦИЕЙ

ЧАСТОТЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

Как уже отмечалось, одним из основных препятствий к повышению выходной мощности АШН является нагрузка ПН в виде выпрямителя с фильтром, на входе которого стоит индуктивность, что

при использовании инерционных диодов эквивалентно подключению непосредственно к обмоткам трансформатора чисто емкостной нагрузки и отрицательно сказывается на КПД из-за роста потерь в цепи смещения и в мощных транзисторах в течение паузы Р = Нэ /см- Свести к минимуму потери в цепи смещения позволяет включение в цепь переменного тока (до выпрямителя) линейного дросселя, ограничивающего скорость нарастания коллекторного тока.

В таких схемах процесс возбуждения транзисторов осуществляется при токе коллектора, близком к нулевому, поскольку за время формирования фронта напряжения ток дросселя (коллектора) не успевает заметно возрасти. Следовательно, параметры нагрузки (сопротивление, емкость) не оказывают влияния на процесс запуска схемы, поэтому пусковой ток смещения имеет минимальное значение. Рассмотрим работу преобразователя 169] с дросселем в цепи переменного тока и активно-емкостной нагрузкой. Предположим, открыт и насыщен транзистор VT1 (рис. 6.4). После насыщения коммутирующего дросселя Lk (точка /, рис. 6.4, б) VT1 форсированно закрывается и под действием энергии, накопленной в индуктивности дросселя L, полярность напряжения на обмотках трансформатора изменяется на противоположную и при достижении напряжением первичной обмотки значения Е ток дросселя замыкается через коллекторную обмотку трансформатора, обратный диод VD2 и источник питания.

Время, за которое ток дросселя спадет до нуля, т. е. закончится возврат энергии в источник при идеализированных элементах устройства (пренебрегаем пульсациями напряжения на конденсаторе Сн), определится как = LIJE (1 4- т), где/<т - амплитуда тока дросселя; Е - напряжение вторичной обмотки трансформатора; т = UJkE- относительное значение напряжения на нагрузке, приведенное к входной ЭДС £; k - коэффициент трансформации трансформатора Т.

В начале интервала напряжение на обмотках уже изменило полярность, поэтому в точке 2 под действием напряжения базовой обмотки открывается транзистор VT2 и начинается процесс накопления энергии в дросселе. Его время = LIщ/Е (1 - т). Поскольку частота преобразования /о = \/Т определяется параметрами коммутирующего дросселя L„, то, учитывая, что 2 („ + /„) Т, можно записать

1т{т)12Е{\~т)1Щ,1.

(6.3)

Зависимость (6.3), представленная на рис. 6.4, в, показывает, что при постоянной частоте преобразования /о ток нагрузки зависит от выходного напряжения f/„, причем изменение входного напряжения не влияет на ток короткого замыкания нагрузки, посколыу частота АНПН связана с питающим напряжением линейной зависимостью. Схема рис. 6.4. (без УУ и вторичной обмотки Lk) может быть использована для заряда накопительного конденсатора большой емкости, однако изменением частоты преобразования можно стабилизировать как ток на-108

грузки (прямые А ~В, А -В, рис. 6.4, в), так и выходное напряжение (прямые В~С, В - С).

Для стабилизации тока нагрузки достаточно фиксировать амплитудное значение тока дросселя, что достигается переключением схемы (закрыванием мощного транзистора) в момент достижения током заданного порогового значения. В схеме на рис. 6.4 переключение осуществляется замыканием ключа Кл на время, не превышающее интервал /д, к концу которого ключ должен быть разомнут, иначе произойдет срыв автоколебаний. Для стабилизации выходного напряжения пороговое значение тока изменяется таким образом, чтобы выполнялось равенство /т = 2 /н- Для этого в качествс напряжения, задающего амплитуду тока 1т, используется выходное напряжение усилителя сигнала рассогласования между опорным и выходным напряжениями АСПН [74].

-f£0

о 0,1 0, 0,6 Uh/E В)

Рис. 6.4

Рассмотрим пределы изменения частоты преобразования как стабилизирующего параметра в режиме стабилизации тока нагрузки на уровне /„ - 0,51т с максимальным выходным напряжением „ »г

- AlkE. Максимальная частота определится из выражения (6.3) при Е - -гмах ит - о, а минимальная - при Е - и т М -

- 0„ Е „,jj.

/глах -шах 8L/„; (6.4)

/min- -£"0,11,(1 /Vf) 8L/„, (6.5)

Обозначив кратность изменения ЭДС источника питания EmaxEmin И кратность измснения частоты/г- - /,„ах /там из (6.4) и (6.5) получим зависимость М от кв и kf-.

М " I (-/я) (6.6)

С возрастанием относительного напряжения М растет и выходная мощность преобразователя, определяемая как Р „/„ 1,Е Однако при М -> 1 к~* оо и О, поэтому минимальная частота

определяется исходя из требований обеспечения заданных массогабаритных показателей, а максимальная - возможностями элементной базы и не превьппает, как правило, для мощных диодов и транзисторов 50 кГц. Из выражения (6.6) при заданных kf и кв находится параметр .И, необходимый для определения коэффициента передачи трансформатора к. Точке В на внешней характеристике АСПН (рис. 6.4, в) соответствует собственная частота /<, преобразователя, определяемая времяза-дающим дросселем L. При стабилизации тока на уровне прямой АВ частота в точке А („=--0, кЕ 1) /л..м..о,54 - М> 7о/(1-0,54)-

- 1,41 ана уровне прямой АВ \а\м=л,ы = /о/(1 -0,84") - 3,4/п. При изменении сопротивления нагрузки от нуля до бесконечности

рабочая точка будет перемещаться из точки А в точку В при уменьшающейся частоте преобразования, а из точки В в точку D - по внешней характеристике при постоянной частоте / - /о- Кратность изменения частоты на участке стабилизации зависит от выбранного параметра М.

Для режима стабилизации выходного напряжения аналогично (6.4). (6.5) можно записать

tnax

max 11 ~ it miri

/о /min

и н max

max ( 1 min) / 8L/„ ,niib - min (1 -/Vr)/8L/„ max.

(6.7)

(6.8)

Учитывая, что /Пт = иЕтях = М/кв, для кратности изменения частоты получим следующее выражение:

1 - М

(6.9)

где ki == /„ max/и

Кратность изменения тока нагрузки.

Отсюда следует, что АСПН с дросселем в цепи переменного тока в режиме стабилизации выходного напряжения путем модуляции частоты преобразования работает в ограниченном диапазоне изменения тока нагрузки, поскольку при 7 -0 имеем/ах При изменении со-

противления нагрузки от максимального значения, при котором /„ = Inmm, ДО нуля рабочая точка перемещается по прямой СВ при уменьшающейся частоте преобразования, а из точки В -по внешней характеристике в точку Е при постоянной частоте/min = /о- Кратность изменения частоты на участке стабилизации при заданных к/ и ks может регулироваться выбором параметра М. Кроме того, как следует из рис. 6.4, в, параметр М существенно влияет на форму внешней характеристики на нестабилизируемом участке, т. е. там, где происходит ограничение тока нагрузки (кривые BE либо ВЕ). При этом отношение тока короткого замыкания /«-з к максимальному току нагрузки на стабилизируемом участке можно получить, используя выражение (6.8):

/н.з ншах=1/(1-Л1-)- (6-10)

Зависимость (6.10) позволяет простым выбором параметра М (или что то же самое, коэффициента трансформации к) достигнуть желаемой формы внешней характеристики, что важно для таких видов нелинейных нагрузок, как лампы накаливания и двигатели постоянного тока.

Анализ преобразователей напряжения с дросселем в первичной цепи переменного тока [75] показывает целесообразность их применения в многоканальных источниках питания, поскольку напряжение на обмотках трансформатора имеет прямоугольную форму при стабилизированной амплитуде, что позволяет применять чисто емкостные фильтры во всех каналах. Кроме того, исключается влияние межвитковой емкости обмоток трансформатора на процессы возбуждения и коммутации мощных транзисторов, что дает возможность использовать подобные устройства в высоковольтных преобразователях напряжения, однако, при этом несколько усложняются построение базовых цепей АСПН и управление коммутацией мощных транзисторов.

Проведенный анализ АСПН с дросселем в цепи переменного тока позволяет сделать следующие выводы: потери в пусковой цепи смещения минимальны, так как возбуждение осуществляется при нулевом токе коллектора, причем короткое замыкание нагрузки не приводит к срыву автоколебаний; устройства не нуждаются в специальной защите от короткого замыкания, поскольку автоматически осуществляется ограничение тока нагрузки даже без обратной связи по току, при этом ток короткого замыкания определяется выражением /к.з = /нгпах/(1 -); управление АСПН осуществляется путем форсированного закрывания мощного транзистора при мало изменяющемся токе коллектора (рис. 6.4), и мощность преобразования таких схем не уступает мощности ПН с внепшим возбуждением, что при соответствующей элементной базе позволяет строить бестрансформаторные Р4ВЭП на основе АСПН.