избыточного заряда приблизительно в (/igis) раз выше аналогичного параметра для схемы рис. 5.7, б.

Наиболее просто выглядит схема АНПН с фиксацией амплитуды коллекторного тока и насыщающимся трансформатором, если датчики тока включены в цепь эмиттеров мощных транзисторов (рис. 5.9). Закрывание последних осуществляется шунтирующими транзисторами при фиксированном значении /кт, а протекание насыщающего базового тока осуществляется по контуру: базовая обмотка - эмиттерный переход открытого транзистора VT1 - датчик тока Ri - шунтирующий транзистор в инверсном включении VT3 и базовый резистор R. Данная схема наиболее полно отвечает требованиям минимума потерь на управление (см 0,02, как у схем рис. 5.2) и минимума коммутационных потерь с фиксацией значения /к.

5.3. СИНХРОНИЗИРУЕМЫЕ АВТОГЕНЕРАТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Рассмотренные схемы АНПН (рис. 5.8. и 5.9) вполне удовлетворяют требованиям, изложенным в начале параграфа для мощностей 2-5 Вт. Необходимость в АНПН большей мощности для питания УУ ИВЭП с бестрансформаторным входом встречается довольно редко, однако автогенераторные преобразователи могут использоваться в многоканальных ИВЭП в качестве преобразователей уровня выходного напряжения основного канала. При этом мощность АНПН может доходить до 30-60 % от всей преобразуемой мощности (см. пример § 8.3), что составляет 20-60 Вт при токах коллектора в единицы ампер. Мощные транзисторы, используемые в подобных преобразователях (2Т908, 2Т818, 2Т819), по сравнению с маломощными высокочастотными (2Т630, 2Т608) обладают значительно большим временем рассасывания избыточного заряда в области базы, составляющим уже единицы микросекунд.

Применение схем с фиксацией тока /кт на заданном уровне (рис. 5.7-5.9) в этом диапазоне мощностей приводит к снижению КПД, надежности и значительному увеличению уровня генерируемых помех по следующим причинам: при длительности интервала неконтролируемого увеличения тока 1-3 мкс на частотах около 20 кГц магнитопровод трансформатора к моменту выхода транзистора в активную область оказывается в режиме глубокого насыщения, при этом ток коллектора может достигать

г "21 Э max .

J Km --- «Б ,

21 3min

(5.16)

что в 3-5 раз превышает номинальное значение /ном", с увеличением мощности преобразования растут потери в резистивном датчике тока Rl. Кроме того, в интервале происходит «завал» фронтов напряжения,

поскольку напряжение на обмотках Uy, Е - (н + /б + Х/; - нас, ЧТО вызывает необходимость увеличения емкости выходного фильтра АНПН.

Для исключения заметного роста тока намагничивания к началу коммутационных процессов в качестве времязадающего элемента используют не трансформатор преобразователя, а внешние цепи. При этом материал магнитопровода перемагничивается не по предельной петле гистерезиса, а по частному циклу с < В,, а значение В„, может быть выбрано из условий оптимизации трансформатора.

Автогенераторные нерегулируемые преобразователи напряжения с ненасыщающимся трансформатором могут работать в режиме несимметричного перемагничивания последнего из-за неидентичности параметров полупроводниковых элементов, таких как время рассасывания избыточного заряда и связанное с этим неуправляемое увеличение длительности полупериодов и прямые падения напряжений на транзисторах и диодах выпрямителя. Это приводит к тому, что первичная обмотка трансформатора в течение периода подключается к разным напряжениям в неодинаковые промежутки времени (см. гл. II).

Синхронизация АНПН от RC-цепочки. Конструктивно наиболее просто выглядят времязадающие/?С-цепочки, не требующие дополнительных моточных элементов. Такие преобразователи содержат последовательную /?С-цепочку с пороговым устройством, подключенным параллельно конденсатору [67. При достижении напряжением на конденсаторе заданного уровня пороговое устройство срабатывает и закрывает мощный транзистор. Поскольку в каждом плече АНПН используются cBoYi RC-цепочки и пороговое устройство в виде базо-эмиттер-ного перехода шунтирующего (закрывающего) транзистора, разброс параметров последних приводит к существенному различию временных интервалов. При этом в тот полупериод, длительность которого была бы больше, схема переключается за счет насьщения магнитопровод-трансформатора аналогично устройствам на рис. 5.1, т. е. преимущества внешней синхронизации теряются. В том случае если используется одна /?С-цепочка с пороговым устройством на оба плеча АНПН (рис. 5.10), разброс параметров элементов R, С, (/пор приводит лишь к изменению частоты преобразования, а степень подмагничивания магнитопровода зависит только от различия в прямых падениях напряжений на открытых транзисторах (Ук нас и времени рассасывания заряда в базах транзисторов.

Возбуждение преобразователя осуществляется через пусковой резистор Rcm, а коммутация транзисторов-подачей запирающего потенциала к базам двух транзисторов одновременно при достижении напряжением на конденсаторе времязадающей RC-пепочки порогового значения открывания однопереходного транзистора, которое составляет приблизительно половину напряжения питания Е. Напряжение на конденсаторе С изменяется по закону Wc = Еу {\ - е-/). Подставляя "с = 0,5 Е, получаем длительность полупериода 0,7 RC.

Отсюда видно, что частота преобразования не зависит от питающего напряжения. Длительность импульса, разряжающего конденсатор С, регулируется сопротивлением резистора R, а закрывающий ток при необходимости можно ограничить шунтированием диодов VD1 - VD4 резистором R3, как показано на рис. 5.10.

В том случае если длительность импульса закрывающего тока, протекающего через диоды VD1 - VD4, больше суммы времени рассасывания и времени возврата в источник реактивной энергии, накопленной в индуктивности трансформатора, в выходном напряжении АНПН б\-дет наблюдаться пауза, вызванная задержкой открывания ранее закрытого транзистора. Вместо однопереходного транзистора может быть использован ключевой транзистор, управляемый от внешнего генератора коротких импульсов (ГКИ). Параметры /?С-цепочки в этом случае выбирают из условий обеспечения эффективного закрывания мощных транзисторов.

Синхронизация АНПН от насыщающегося магнитного элемента.

В рассмотренных устройствах применялся один моточный элемент --трансформатор АНПН. При использовании дополнительных моточных элементов возможны следующие варианты синхронизации:

1) внешнее возбуждение от маломощного АНПН;

2) возбуждение и коммутация через насыщающийся трансформатор напряжения, тока или одновременно напряжения и тока [41;

3) возбуждение через базовые обмотки ПОС, а запирание через: а) насыщающийся дроссель, б) резонансную LC-цепочку с линейной индуктивностью 1231, в) транзисторную ключевую схему по сигналу магнитного пояса 141 либо датчика тока намагничивания [681, которые реагируют на магнитное состояние магнитопровода.

Устройства по пп.1,2 достаточно сложны и, кроме того, склонны к поднасыщению силового трансформатора ввиду зависимости тока подмагничивания от большого числа факторов [251. Эффективность устройств по п.З б) ограничена малыми мощностями из-за излишних (ютерь за счет синусоидальности базового тока и отсутствия форсиро-

VB5 ф

Vi7J

h 4=>J

Puc. 5 10 102

Puc. 5.11

ванного закрывания мощных транзисторов. Схемы АНПН по п.З в) структурно содержат в себе датчик тока намагничивания, пороговое устройство и устройство форсированного закрывания, при этом во время рассасывания избыточного заряда продолжается рост тока t, как и в схемах на рис. 5.7-5.9, с той лишь разницей, что глубина насыщения магнитопровода здесь жестко фиксирована и мало зависит от изменений тока нагрузки в широком диапазоне (см. гл. П1).

Наиболее просто выглядят устройства с нелинейным насыщающимся дросселем, который при частоте преобразования АНПН 20-50 кГц содержит два-три десятка витков на ферритовом кольце с внешним диаметром 5 или 7 мм. Наименьшее поднасыщение магнитопровода происходит в схеме [691 с разделенной об.моткой дросселя (рис. 5.11). Предположим, открыт и насыщен транзистор VT1. Дроссель перемагничивается суммарным напряжением базовых обмоток трансформатора, причем в цепи тока намагничивания дросселя находится лишь резистор R, включенный в разрыв полуобмоток, имеющих одинаковые числа витков и, следовательно, равные падения напряжений. Потенциалы выводов резистора R относительно эмиттеров транзисторов составят половину произведения намагничивающего тока*на сопротивление резистора R. Это значение не должно превышать разности между прямым падением напряжения на диоде VD/ и на базо-эмиттерном переходе транзистора КГ/ (при необходимости включаются последовательно два диода). Следовательно, диод VD1 на этапе перемагничивания дросселя закрыт и ток через него не идет. Диод VD2 также закрыт напряжением базовой обмотки трансформатора. При насыщении магнитопровода дросселя отрицательное напряжение базовой обмотки через диод VD1 прикладывается к базе открытого транзистора, осуществляя форсированное закрывание последнего. Закрывающий ток базы ограничен в основном внутренним сопротивлением базы транзистора, а коллекто-ный ток увеличивается на этапе рассасывания избыточного заряда незначительно, поскольку ток в контуре базовых обмоток ограничен со-противлениями резисторов RqH R.

Напряжения, перемагничивающие трансформатор и дроссель, связаны следующим соотношением: Ul йу„ 2аУ5/Ък, где » Ul - напряжения, прикладываемые к коллекторным обмоткам трансформатора и к дросселю соответственно; zjk, б - числа витков коллекторной и базовой обмоток. Поскольку дроссель перемагничивается по полной симметричной петле гистерезиса, размах индукции в трансформаторе будет тоже симметричным, так как напряжения, перемагничивающие трансформатор и дроссель, связаны через постоянный коэффициент. Это положение справедливо, если время действия указанных напряжений одинаково, т. е. для данной схемы время закрывания транзисторов равно нулю. В реальной схеме цикл перемагничивания будет симметричным, если время закрывания транзисторов много меньше периода выходного напряжения преобразователя, причем сим-

метрия схемы сохраняется как при плавных, так и при скачкообразных токах нагрузки.

При мало изменяющемся питающем напряжении и использовании [/усковой цепочки в виде ГКИ 1611 потери на управление в данном устройстве минимальны (кривая г на рис. 5.4) даже по сравнению с преобразователями, содержащими трансформатор тока, поскольку в последних для обеспечения форсированного закрывания транзисторов в цепь базовой обмотки вводят один или два диода, шунтированных конденсатором [4].

Более просто выглядит схема АНПН с «мягким» запуском 1701, однако в ней удвоены потери на управление по сравнению с предыдущей (кривая В на рис. 5.4). При подаче питающего напряжения на вход преобразователя (рис. 5.12, а) начинает протекать ток по цепи резистор /?,.м - базовая обмотка - базовые резисторы и базо-эмиттерные переходы мощных транзисторов VTU VT2. Как видно из схемы, ток смещения, никуда не ответвляясь, полностью протекает через переходы мощных транзисторов. И, следовательно, сопротивление резистора определяется только током смещения базы из условий возникновения устойчивых колебаний (/гм « 0,02). Для минимизации тока смещения целесообразно подключать пусковой резистор Rm к среднемх выводу базовой обмотки. После запуска схемы насыщается мощный транзистор VT1, базовый ток которого протекает по цепи базовый резистор Rqi - базо-эмиттерный переход VT1 - диод VD2 - базовый резистор и базовая обмотка трансформатора. Обмотки коммутирующего дросселя L подключены непосредственно к выводам обмотки обратной связи трансформатора через ограничительный резистор, что создает условия для симметричного перемагничивания последнего. После насыщения коммутирующего дросселя база открытого транзистора подключается к минусовому (в этот момент) выводу базовой обмотки через диод VD3.

Рис. 5.12

Эквивалентная схема базовой цепи на этапе рассасывания избыточного заряда (рис. 5.12, б) показывает, что при отсутствии емкости С нет контура для протекания закрывающего базового тока, поэтому процесс закрывания затягивается. Для форсирования закрывания служит емкость Q, которая на интервале «привязывает» потенциал средней точки базовых обмоток к нулю напряжения питания, формируя отрицательный потенциал на базе закрываемого транзистора. Заряжаясь закрывающим током базы, емкость Q к концу интервала «приподнимает» потенциал вывода средней точки базовых обмоток до уровня 1-2В, что способствует устойчивому открыванию ранее закрытого транзистора и создает возможность работы при больших выходной мощности (100 Вт) и емкостной нагрузке.

Глава VI.

АВТОГЕНЕРАТОРНЫЕ СТАБИЛИЗИРУЮЩИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ

Автогенераторные преобразователи напряжения со стабилизацией выходных параметров (ток, напряжение, мощность) могли оказаться весьма эффективными для бестрансформаторных ИВЭП за счет предельной простоты устройства.

При работе транзисторов в ключевом режиме регулирование входных параметров преобразователя напряжения (ПН) возможно следующими путями: модуляцией относительной длительности открытого состояния ключей у, что вызывает необходимость применения LC-фильт-ров в отличие от АНПН, в которых принципально необходим лишь С-фильтр; модуляцией частоты преобразования с введением в цепь переменного тока ПН частотно-зависимого элемента, например линейной индуктивности; модуляцией частоты преобразования при переменном значении относительной длительности у.

6.1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ С МОДУЛЯЦИЕЙ ОТНОСИТЕЛЬНОЙ ДЛИТЕЛЬНОСТИ ОТКРЫТОГО СОСТОЯНИЯ КЛЮЧЕЙ

Наиболее просто выходное напряжение либо ток ПН с модуляцией относительной длительности можно регулировать введением в цепь питания дополнительного ключа [71], функционирующего по закону, определяемому устройством управления (рис. 6.1). Частота коммутации ключа VT1 может быть равна двойной частоте преобразователя (коммутация в каждый полупериод) либо быть меньше ее, однако в последнем случае увеличиваются минимально необходимые габариты LC-фильтровг. При напряжении на выходе устройства, меньшем номинального, ключ VT1 открыт и ПН переключается в автоколебательном режиме. При (У„ „ом устройство управления формирует запирающие им-

пульсы длительностью i, при этом выходное напряжение (без учета потерь в элементах ПН для режима непрерывных токов дросселя) определится как