Главная страница  Источники вторичного электропитания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [ 15 ] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]

Параметр

Схема на рис.

5.1.0

5, 1 ,а

5.1,6 (fey=0,5)

5 .2,ы

5.2,6

5.3,6

р;, %

4,36

6,24

1 ,08

1 ,08

0,61

PcJPy, % \ 94 84 94 ( 12

V6, В 1,6 2,4 0,4 3,2

ьэ 3

4 0 4

0,8 2,4

КОМ режиме длительное время, если мощность, рассеиваемая на коллекторе, меньше допустимой:

Як-/г,,,Я2,э/Б£<Ркдоп. (5.13)

Выполнение условия (5.13) для схем рис. 5.1, 5.3, б (/см /в нас) снижает возможную мощность преобразования по сравнению со схемами рис. 5.2, 5.3, а в 20-100 раз. На практике чаще используют отключение АНПН от источника питания при возникновении перегрузки.

В заключение необходимо отметить, что пусковые цепочки рассматривались из условий «мягкого» самовозбуждения, т.е. при сколь угодно медленном нарастании питающего напряжения при включении. Шунтирование пускового резистора конденсатором повышает эффективность пусковой цепочки при наличии гарантированной скорости нарастания питающего напряжения, однако исключает возбуждение АНПН после срыва автоколебаний по какой-либо причине при Е = const. Не учитывалось также влияние обратного тока коллектора, который для схем рис. 5.2 полностью исключает необходимость в пусковом резисторе при использовании германиевых транзисторов, однако его явно недостаточно для возбуждения кремниевых транзисторов. Например, для КТ608А при /к = 0,2 А ток смещения /см « 0,02 /к 121э = 200 мкА, а /ко < 10 мкА, кроме того, минимальный параметр /ко не регламентируется.

V/vja т -т-

"ГГ.

>

о г 6 8 10 Г2 1 W £,В

5.2. АНАЛИЗ СПОСОБОВ КОММУТАЦИИ ТРАНЗИСТОРОВ В АВТОГЕНЕРАТОРНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ

Схемы на рис. 5.1 являются вариантами генератора Ройера, т. е. магнитно-транзисторными преобразователями с насыщающимся трансформатором, который одновременно выполняет функцию времязадающего элемента. Период коммутации или время перемагничивания магнитопровода от значения индукции - до +В и обратно определяется выражением

7-4Шн5Д, -10\

число витков коллекторной обмотки;

напряжение,

приложенное к первичной обмотке с числом витков ы\.. В; s - сечение магнитопровода, см-; В - индукция насыщения магнитопровода, Тл.

Период Т состоит из двух этапов: сравнительно медленного электромагнитного процесса, в течение которого один из транзисторов открыт и насыщен, а магнитопровод трансформатора перемагничивается от уровня индукции - В до + fig или обратно; быстрого процесса, в течение которого происходят рассасывание избыточных носителей в области базы закрываемого транзистора, переход транзистора в активную область, его закрывание и смена полярности на обмотках трансформатора, при этом уровень индукции магнитопровода находится в окрестностях точки В.

На первом этапе один из транзисторов открыт и насыщен напряжением базовой обмотки U, а ток коллектора состоит из приведенного тока нагрузки и тока намагничивания магнитопровода = /н -f -f /б + Для схем АНПН с насыщающимся трансформатором (рис. 5.1) этап быстрых процессов начинается сразу с перехода открытого транзистора в активную область, т. е. время рассасывания избыточных носителей принципиально равно нулю, поскольку закрывание транзистора начинается не за счет уменьшения или изменения полярности базового тока, а за счет роста тока намагничивания до /р,

= 2,13 1б - 1к ~ Ih-

Таким образом, начало быстрых процессов можно зафиксировать точкой перехода открытого транзистора из насыщенного состояния в активную область, после чего начинается формирование спада напряжения на обмотках трансформатора, в том числе и Ub. Однако уменьшения разности потенциалов Us при этом в схемах рис. 5.2 не наблюдается, а ток коллектора продолжает возрастать до момента, при котором напряжение на коллекторных обмотках уменьшается до (0,4-0,3) Еу. Далее рост коллекторного тока прекращается, однако лавинообразный процесс его уменьшения начинается только при достижении напряжением на обмотках уровня, близкого к нулевому. Напряжение на базе к началу лавинообразного процесса примерно в 1,2 раза выше, чем на первом этапе, что при отсутствии (значительном уменьшении) напряже-



ния на базовой обмотке говорит о «внутреннем» источнике пополнения заряда в базе транзистора. Анализ этого явления для бездрейфовых мощных германиевых транзисторов [25J показал практически линейную зависимость коэфф}щиента /г превышения коллекторным током значения к.,э1ь от питающего напряжения, что обусловлено наличием у таких транзисторов «пассивной» области базы и эффектом модуляции толщины «активной» области базы при закрывании транзистора.

На рис. 5.5 приведены эпюры токов и напряжений медленных процессов в схемах рис. 5.1 - (а), рис. 5.8 - (б), рис. 5.10 - (в) и быстрых процессов в схеме рис. 5.2, б без конденсатора - (г) и с конденсатором - (д).

Для схемы рис. 5.2, б при использовании дрейфовых высокочастотных транзисторов средней мощности типа 2Т630Б из рис. 5.5, г видно, что после выхода открытого транзистора в активную область ((Укэ > 2В) коллекторный ток (г,;) успевает достичь значения/?m2i:/b, где 71,3-1,5. Причинами этого эффекта для дрейфовых транзисторов в схемах с диодами в базовой цепи, для которых 0,02, являются

отрицательная обратная связь (ООС) через емкость коллекторного


<

OjlMHC

\0,2A

I

t

z?; икс

Puc. 5.5

перехода и отсутствие сопротивления между базой и эмиттерами, достаточного для быстрой утечки зарядов, гюступающих через указанную емкость в базу. Уменьшить /г, можно введением конденсатора С (показан штриховой линией на рис. 5.2, б), который «привязывает» среднюю точку базовых обмоток к нулевому уровню,при этом будет иметь такое же значение, как и для схемы на рис. 5.1, а (диаграммы на рис. 5.5, д).

Для того чтобы коллекторный ток транзистора не превышал предельного допустимого значения, базовый ток не должен быть больше

/б </к т пи«ху1>1Э max м, ГДб /к ,„ max - МаКСИМЗЛЬНО ДОПусТИМЫЙ

импульсный ток коллектора.

Следовательно, номинальный ток коллектора не может быть более

/кном-= /н < {0,5-0,7) /Kmmin/m 2 1 Э

т тах/8.

(5.14)

Коэффициент 0,5-0.7 необходим для обеспечения надежного насыщения транзистора при передаче энергии в нагрузку на этапе медленных процессов. Исходя из (5.14) можно сделать вывод, что применение схем (рис. 5.1, 5.2) вызывает значительное недоиспользование транзисторов по току коллектора либо вынуждает подбирать транзисторы с близкими коэффициентами передачи, что неприемлемо в большинстве случаев. Кроме того, при использовании в схеме АНПН транзисторов с существенно отличающимися коэффициентами hia форма напряжения на обмотках трансформатора в смежные полупериоды оказывается неидентичной, что также не соответствует требованиям, предъявляемым к рассматриваемым преобразователям.

Исключить нарастание тока после выхода транзистора из насыщения {км 1) и тем самым уменьшить амплитуду тока коллектора и длительность фронта напряжения на обмотках трансформатора позволяет форсирование процесса изменения базового тока при насыщении магнитопровода.

Если сигналом к переключению считать какое-либо граничное значение скорости изменения коллекторного тока diy/dt, то введение линейной индуктивности в цепь эмиттеров позволяет получить запирающий базовый ток еще до выхода транзисторов из насыщения [4, рис. 3.6]. Дроссель L шунтируется стабилитроном (рис. 5.6) с напряжением стабилизации Vb = Ldl}ldt~ Uct<Uяоп для исключения пробоя эмиттерного перехода.

При использовании высокочастотных транзисторов с малым временем рассасывания избыточного заряда (/р=10-50 не) данная схема позволяет получить симметричные импульсы тока коллектора и напряжения на обмотках, при этом /ктл: (1,2-1,5)/н, что выгодно отличает последнюю от рассмотренных ранее. Следует отметить, однако, что область применения устройства ограничена

4 Зак. 1779 97



нагрузками по постоянному потребляемому току либо возможностью установки сглаживающего фильтра между импульсной нагрузкой и АНПН для исключения ложных переключений при скачках тока коллектора, которые, как будет показано далее, принципиально имеют место в УУ на этапе медленных процессов в АНПН, В схеме по рис. 5.7, а сигналом к переключению служит изменение напряжения Uvs при выходе транзистора VT2 из насыщения [64]. Закрывающий базовый ток / бз в начале процесса переключения можно определить нз выражения

1ъз~1к\ -/б2 =- /i2131 С-

б Vffl 2132

где /к1,/б2 -коллекторный и базовый токи транзисторов VT1 в 172 соответственно/г2 1э1,/12 132 - коэффициенты передачи транзисторов VT1 и VT2.

Максимально возможный коллекторный ток определится выражением (5.14): при k м - 1 /к (4-6) /„.

Для защиты от пробоя обратным напряжением эмиттерные переходы запирающих транзисторов шунтированы диодами. Данная схема допускает броски тока нагрузки, не превышающие /„, однако амплитуда тока коллектора зависит от коэффициента передачи тока /igis используемого транзистора. Положительным качеством устройства являются также значительно уменьшенные динамические потери в мощных транзисторах за счет шунтирования переходов конденсаторами С.

Фиксация амплитуды тока коллектора на заданном уровне /к (1,2-1,5) позволяет: максимально использовать тран:!11с!оры по току; повысить КПД за счет уменьшения коммутационных потерь; значительно уменьшить излучение помех бросками тока за счет ограничения его амплитуды; получить строго симметричные по полупериодам импульсы напряжения и тока, что необходимо для УУ.

В схеме АНПН рис. 5.7, б ограничение тока осуществляется фиксацией потенциала базы на уровне, определяемом прямым падением на-

>

-<тт

2: 21

VUf 1

21 М 11 21

/VTZ

ф vns

Рис. 5.7

<

\УПу

Рис. 5.8

Рис. 5.9

пряжения на двух последовательно соединенных открытых диодах [651. До насыщения магнитопровода трансформатора базовый ток открытого транзистора, например VT1, протекает по контуру: базовая обмотка Wq - эмиттерный переход VT1 - шунтирующий диод VD4 и базовый резистор Rq. с увеличением тока растет падение напряжения на датчике тока Ri и при достижении потенциала эмиттеров VTI и VT2 уровня фэ (/б г - ifj) Rl - 2/У„ - Ubsvti, где - напряжение отпирания на аппроксимированной вольт-амперной характеристике диода {U„ > 0,5 В для кремниевых транзисторов), базовый ток начинает ответвляться в диоды VD2 и VD5, замыкаясь по контуру: обмотка Wq - диоды VD2, VD5 - датчик тока R, - диод VD4 и базовый резистор Rq. Таким образом, в данной схеме одновременно с ростом коллекторного тока при достижении последним порогового значения

1к(2и,- UbbvtO/Ri (5.15)

начинается уменьшение тока базы открытого транзистора при еще неизменном напряжении базовой обмотки Uq. Лавинообразный процесс переключения начинается сразу после рассасывания избыточного заряда в базе открытого транзистора при выходе последнего в активную область. Интервал времени от начала уменьшения базового тока до формирования фронта напряжения определить довольно сложно, так как закон изменения базового тока зависит от формы вольт-амперных характеристик шунтирующих диодов и скорости изменения тока /ц, т. е. формы петли перемагничивания магнитопровода. На указанном интервале продолжается неконтролируемое увеличение коллекторного тока от значения, определяемого выражением (5.15).

Более строгую фиксацию амплитуды тока коллектора 1661 позволяет получить схема рис. 5.8. в которой в качестве формирователей закрывающего тока использованы шунтирующие транзисторы VT2 и УТЗ, а датчик тока/?/с пороговым устройством VTI включен в цепь плюсового вывода питания устройства. Неконтролируемое увеличение коллекторного тока в данной схеме значительно меньи1е, поскольку скорость изменения закрывающего тока базы на интервале рассасывания




[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [ 15 ] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]

0.4377