переменного напряжения [50]. В этом случае при токах коллектора 0,05-0,1 А транзисторов АН ПН удается получить симметричные прямоугольные импульсы напряжения с длительностью фронтов 0,1 мкс. Применение в качестве АН ПН схем с насыщающимся трансформатором по ряду причин негативно сказывается на УУ в целом, поэтому необходимы более сложные схемы преобразователей, обзору и сравнительному анализу которых на различные мощности нагрузки посвящена гл. V. Резистор R2 в схеме рис. 4.2 необходим для ограничения токм через диоды VD при включении, а RJ - для разряда бумажного конденсатора С в выключенном состоянии устройства. Необходимую емкость конденсатора С можно найти из выражения [26]

(4.Ь

где /

с - л/н/2ш,. (Е - Анпн),

п, Анпн - потребляемый ток и входное напряжение АНПН; круговая частота питающей сети; Е - амплитуда переменного напряжения сети.

Очевидно, что минимум емкости конденсатора С при постоянной потребляемой мощности АНПН Рн = /цАнпн определится из выражения (4.1):

С лР„/2оз UxunniE -Анпн)

АНПН"- 0,5£ - <-min.

Глава V.

АВТОГЕНЕРАТОРНЫЕ НЕРЕГУЛИРУЕМЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ

Автогенераторные нерегулируемые преобразователи напряжения при работе в составе УУ выполняют следующие функции: формирование низкого (2-3 В) напряжения, необходимого для управления мощными транзисторами; образование пилообразного напряжения для широтно-импульсного модулятора с гальванической развязкой от питающего напряжения; формирование постоянных напряжений для питания элементов УУ, гальванически не связанных с питающим напряжением, с целью унификации УУ для преобразователей с различными входными и выходными параметрами.

Исходя из выполняемых функций к АНПН предъявляют следующ1е требования: возможность питания от переменного либо выпрямленною напряжения сети; выходная мощность 2-5 Вт; максимально возможная симметрия по полупериодам выходного напряжения (и = Uo, h = i-i), поскольку из последнего формируется пилообразное напряжение, идентичность которого в смежные полупериоды существенно влияет на КПД и надежность усилителя мощности; минимальная длительность фронтов для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения, питающего элементы УУ; минимум обмоточных элементов, что

приводит, как правило, к выполнению АНПН по схеме с насыщающимся трансформатором.

Сравнительный анализ различных схем АНПН целесообразно провести: по потерям в цепи управления Ру, в которые входят затраты мощности на поддержание транзисторов в насыщенном состоянии, н в цепи, обеспечивающей запуск схемы 157]; по потерям, являющимся следствием переключения транзисторов, зависящим от способа коммутации последних.

5.1. АНАЛИЗ ПОТЕРЬ В ЦЕПИ УПРАВЛЕНИЯ АВТОГЕНЕРАТОРНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

Для упрощения анализа потерь в цепи управления определим относительную мощность потерь как Ру Рц, где Р ку- мощность преобразования; /к - коллекторный ток транзисторов; Еу - ЭДС источника питания.

Для схемы Ройера с резнстивным делителем в базовой цепи (рис. 5.1, а) справедливо выражение

Ру бэ(б/к.У21э)+у+бэ(у -l)]V/?,,,„ (5.1)

где/г иШъэ - отношение напряжения базовой обмотки к напряжению на эмиттерном переходе насыщенного транзистора; ks ~ 21э/б к - коэффициент избыточности тока базы.

Сопротивление резистора определяется из условия насыщения транзистора:

(5.2)

Сопротивление резистора Rcm найдем из условия равенства падения напряжения на R напряжению С/ъэ при отключенных базо-эмит-терных переходах транзисторов:

(5.3)

f£o-

Подставив (5.2) и (5.3) в (5.1), получим

21Э Ly (У-1)(У-БЭ)

(5.4)

Минимальные потери в цепи управления без учета тока смещения определяются [231 при

"у-опт

,=(1 +V

1-6 6б),

(5.5)

относительное изменение напряжения базо-

""""i ""7Г /7/ -относительное изменение на-

вой обмотки; Об СУБЭ minБЭ max О1нии1с,ло

где бу - Dgmlnemax

пряжения базо-эмиттерного перехода.

В УУ напряжение питания АНПН, как правило, предварительно стабилизируется (бу 1), поэтому даже при 6б = 0,5, полученном из (5.5), оптимальное значение уу.опт Ь7.

С учетом тока смещения, рассматривая (5.4) как функцию-у, можно показать, что существует минимум этой функции, т. е. для конкретного значения Е можно найти такое

(5.6)

Ьу.ОПТ

при котором Р* минимально.

Уравнение (5.6) представлено графически на рис. 5.4, из которого видно, что у.опт всегда больше у.опт fcM. (5.5)1 и уже при 6 В

достигает предельного для большинства транзисторов значения, ограниченного допустимым обратным (закрывающим) напряжением эмит-терного перехода:

БЭз-вэ(2у-1)<БЭдоп (5.7)

<(БЭдоп + бэ)/26бэ-(5+0,8)/1,6 » 3,6. Зависимости Р* (Еу), соответствующие (5.4), показаны на рис. 5.4 (кривые а) при къ 1,2; hi 20; бэ = 0,8 В. Предельное значение

Эффективность пусковой цепочки можно определить отношением тока смещения к насыщающему базовому току. Для схемы на рис. 5.1,а

см - /см б - [Еу + БЭ (ky - 1)1/ (Еу - БЭ) (v - 1), из которого видно, что при 2 ток /см всегда больше /б.

В схеме без базового резистора (рис. 5.1, б) весь базовый ток протекает через Мощность Ру определится потерями на эмиттерно.м переходе, в базовой обмотке и на Rm-

\Еу-ъэ (1-fey)]

+ -Г-(б + /бэ)-

После преобразований получим

1 +

2fey Ьбэ Еу

(5.8)

График выражения (5.8) как функции Е при тех же значениях k, 2i3i бэ и ky = 0,5 показывает (кривая б на рис. 5.4), что схема без базового резистора может быть эффективнее предыдущей при низких (2-10 В) значениях питающего напряжения. Причем если для схемы на рис. 5.1, о; значение у ограничивалось сверху допустимым обратным напряжением эмиттерного перехода (5.7), то для данной схемы у ограничен снизу (Р* P*min при ky -0) условиями надежного закрывания транзистора (5.7). Для кремниевых транзисторов ky 0,5, а для германиевых необходимо запирающее напряжение обратного знака, т. е. ky 1-1,5. Коэффициент см всегда равен единице.

Рассмотренные схемы характеризуются большими потерями в цепи смещения: Рм = (0,6-0,95) Ру, поскольку ток смещения выбирается не из соображений обеспечения минимально необходимого тока базы по условиям самовозбуждения преобразователя, а по условию (5.3), которое должно гарантировать приоткрытое состояние транзисторов с учетом возможных разбросов и температурных уходов параметров АБЭ, А/?ем, А/?б.

Анализ условий самовозбуждения АНПН [58] и экспериментальные данные показывают, что устойчивое возбуждение наблюдается при токе

смещения базы /бсм см/внас (0,05-0,01) /внас» где /внас -

ток базы в режиме насыщения.

Рассмотрим схемы (рис. 5.2), обеспечивающие поступление всего тока пусковой цепочки в базы транзисторов [59] за счет дополнительного диода в базовой цепи. Поскольку базовый ток замыкается через дополнительный диод, потери в цепи базовой обмотки увеличиваются:

Ру =Ue3 k. kb /к г21э4 (см /к 121э) (£ + бэ);

Я* = (/гБ 121э Е) [k, иьэ +см (Еуиьэ)]; (5.9)

Р*{Е) lE = k,kb/h2i3.

Графически выражение (5.9) в функции Е при тех же къ, /lois, вэ, = 4 и k = 0,02 представлено на рис. 5.4 кривой в. Для схемы на рис. 5.2, а базовый ток замыкается через диод VD, обмотку Wq, резистор и эмиттерный переход транзистора VT, при этом напряжение базовой обмотки g = куИъз 4вэ, а обратное напряжение, приложенное к эмиттерному переходу закрытого транзистора, в отличие от (5.7) определится

БЭз=Бэ(Ц-у)«5БЭ. (5.10)

Для схемы по рис. 5.2, б базовый ток замыкается через диод VD, шунтирующий эмиттерный переход закрытого транзистора VT. При этом напряжение базовой обмотки вдвое меньше, чем в предыдущей схеме: kyUb3 « 2 иэ, а обратное напряжение Убэ з огра-

ничено прямым падением напряжения на открытом диоде вэ з

Мостовой вариант схемы с шунтирующими диодами [601 используется при повышенных напряжениях питания (рис. 5.2, в). Потери в цепи смещения для схем с диодами в базовой цепи незначительны и составляют Рем = (0,05 - 0,15) Ру 0.003 Рг„ т. е. десятые доли процента от мощности преобразования. При этом потери в цепи базовой обмотки вдвое больше за счет дополнительного диода.

В отличие от рассмотренных схем пусковая цепочка может быть выполнена управляемой во времени на транзисторах, при этом потери в цепи базовой обмотки минимизируются условием (5.5), а потери в цепи смещения уменьшаются за счет ограничения времени протекания тока смещения. Импульсы тока смещения могут подаваться: в базу одного из транзисторов преобразователя [61] от внешнего генератора коротких импульсов ГКИ (рис. 5.3, а); в базу одного из транзисторов от источника тока смещения, отключаемого напряжением специальной обмотки трансформатора АНПН после его возбуждения [62]; в базы двух транзисторов от источника тока смещения при отсутствии напряжений на базовых обмотках [63], т. е. синхронно с коммутацией транзисторов АНПН после его возбуждения (рис. 5.3, б).

<

+EO-

Puc. 5.2

Рис. 5..3

В схеме АНПН с «синхронной» цепочкой смещения пусковой транзистор VT1 должен иметь сопротивление, удовлетворяющее условию (5.3) для Rcm- После возбуждения преобразователя на базо-эмиттерном переходе К7/ появится запирающее напряжение 6/бэз = Dq - Uvd ~ Бэ (у - 1) и потери в цепи смещения уменьшатся до

[£-2Бэ(1"М

(5.11)

где /i2i3 п - коэффициент передачи тока пускового транзистора VT} С учетом (5.11) для относительной мощности потерь получим

2 {l-ky\

(5.12)

Р* {Ey)\E-.ockb/h2i3 /121эп (у - [)•

Зависимость Р* (£), соответствующая (5.12) и представленная кривой г на рис. 5.4 при кь 1,2; к.э = 20; /iisn = 50; бэ = 0,8 В и ky 2, характеризует схему с «синхронной» цепочкой смещения как наиболее эффективную с точки зрения минимума потерь на управление. Для удобства сравнения основные параметры схем сведены в табл. 5.1 при Бэ = 0,8 В; кгэ 20; £ = 20 В; кв - 1,2.

По стойкости к короткому замыканию нагрузки необходимо выделить схемы с диодами в цепи базовой обмотки (kj 0,02) и с внешним генератором коротких импульсов, которые могут находиться в та-