Главная страница  Источники вторичного электропитания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [ 12 ] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]

ной петле гистерезиса и массогабаритный показатель линейного дросселя также завышен из-за необходимости обеспечить определенную индуктивность на магнитопроводе с малой магнитной проницаемостью либо с зазором. Кроме того, введение дросселя приводит к дополнительной инерционности схемы, т. е. к повышению динамической нестабильности регулируемого ТДК-

Значительно улучшить массогабаритный показатель схемы можно, применив нелинейный дроссель с насыщенным магнитопроводом при симметричной работе плеч схемы ТДК, а также вводом канала коррекции сигналов управления мощными транзисторами [47]. Каждый раз, когда магнитопровод трансформатора начинает входить в насыщение, к дросселю прикладывается напряжение источника питания, которое, воздействуя на устройство управления, вызывает переключение мощных транзисторов. В этом случае время действия перегрузки пер уменьшается до времени закрывания мощного транзистора и, следовательно, массогабаритный показатель нелинейного дросселя будет определяться исходя из этого времени.

На рис. 3.6, а приведена схема регулируемого ТДК, в которой для защшы мощных транзисторов от подмагничивания трансформатора приведен нелинейный дроссель L, выполненный на магнитопроводе с прямоугольной петлей гистерезиса (рис. 3.6, б). При симметричном режиме работы трансформатора Т1 дроссель L насыщен (точка а на рис. 3.6, б), индуктивность обмотки мала и не оказывает влияния на работу устройства. Числа витков обмоток дросселя L подобраны так, чтобы выполнялось неравенство lWi <: /22-

При насыщении магнитопровода трансформатора Т1 ток резко возрастает, рабочая точка дросселя L смещается по петле гистерезиса в точку с и выполняется неравенство IiW- ГЩ- Нарастание тока прекращается и ограничивается на уровне = /g W2/W1. Напряжение источника питания в это время приложено к дросселю L, и, следовательно, процесс дальнейшего насыщения трансформатора TJ прекращается. Число витков обмотки Wi и сечение магнитопровода дросселя определяются как Ш] =- Еtsg/2BsS.

Для ограничения времени насыщенного состояния трансформатора Т1 определяемого временем /зак, в схеме введена связь с обмотки на ШИМ, которая обеспечивает закрывание мощных транзисторов VTJ, VT2 с момента подмагничивания трансформатора TI до начала следующего полупериода.

При насыщении трансформатора Т1 импульс отрицательной полярности с обмотки ы>з дросселя L через диод VD1 и резистивный делитель /?У R2 подается на вход триггера VAI, который опрокидывается и открывает транзистор VT4, за-




9--1-9 J-2



Рис. 3.7

Рис. 3.8

крывающий транзистор VT3 до начала следующего полупериода импульсов ЗГ, что приводит к закрыванию мощных транзисторов. В начале полупериода передний фронт импульса ЗГ переводит триггер в «нулевое» состояние, разрешая тем самым прохождение сигнала управления через согласующий трансформатор Т2 натранзисторы VTI, VT2.

Подсоединение обмотки w. к источнику питания через диод VD2 ограничивает скорость перемагничивания дросселя L из точки с на прямую аЬ (рис. 3.6,6), уменьшая тем самым потери на перемагничивание дросселя L, а уакже ограничивая выброс напряжения на коллекторах закрытых транзисторов. Нелинейный дроссель L, включенный в цепь питания в качестве средства защиты транзисторов от перегрузок, может быть применен независимо от причин, вызывающих перегрузку транзисторов как в регулируемых, так и в нерегулируемых ТДК-

В нерегулируемых ТДК симметрию плеч схемы целесообразно осуществлять с помощью коммутирующего дросселя, подключенного к выходной обмотке тран-форматора. В момент насыщения дросселя происходит принудительное форсированное переключение мощных транзисторов за счет энергии, накопленной в дросселе, что позволяет уменьшить динамические потери в транзисторе при его закрывании и исключить протекание сквозных токов.

На рис. 3.7 представлена схема нерегулируемого ТДК [48], которая включает конвертор на транзисторах КГ2 и трансформаторе Т2 с обмотками Wqc

обратной связи, подключенными через коммутирующий дроссель L, ограничительный резистор /? и закрывающие диоды VDJ, VD2 к базам мощных транзисторов. Сигнал управления на базы транзисторов VTJ, VT2 поступает через резисторы R1, R2 с выходных обмоток трансформатора Г/, подключенного к генератору ЗГ. Обмотка йУе синхронизации Т2 соединена с обмоткой Т] через конденсатор С1.

При подаче питания на схему запускается 37 и импульсы управления поступают на VT1, VT2. В конце полупериода насыщается коммутирующий дроссель L, его сопротивление резко уменьшается и открытый мощный транзистор форсированно закрывается за счет разряда через один из диодов VD1, VD2 накопленной в дросселе энергии. Синхронизирующий импульс с обмотки Шс поступает на ЗГ после окончания процесса рассасывания избыточных носителей в базовой области закрываемого мощного транзистора, т. е. в момент начала формирования фронта напряжения на обмотках трансформатора Т2. Поскольку инерционными свойствами маломощных транзисторов ЗГ по сравнению с мощными транзисторами VT!, VT2 можно пренебречь, полярность напряжения на обмотках трансформатора TJ меняется на противоположную в момент формирования фронта напряжения на обмотках трансформатора Т2. Следовательно, в на-




2 3 4 5

. 1

1 t

Рис. 3.9

чале следующего полупериода к базе мощного транзистора надежно приложено отпирающее напряжение любой необходимой мощности, независимо от вида нагрузки, поскольку трансформатор Т1 никак не связан с нагрузкой. Таким образом обеспечивается надежная генерация схемы ЗГ при любой необходимой мощности и виде нагрузки.

Осуществить симметричную работу плеч нерегулируемого ТДК с помощью коммутирующего дросселя можно и для полумостовой схемы, как показано на рис. 3.8. Однако необходимо ввести в схему дополнительный импульсный трансформатор Т2, который передает энергию, запасенную в дросселе L в момент его насыщения, на базы транзисторов VT1, VT2, осуществляя их форсированное закрывание. Синхронизация генератора ЗГ может осуществляться через конденсатор С напряжением, снимаемым с обмотки трансформатора TJ.

Исключить несимметрию плеч схемы нерегулируемого ТДК, вызванную инерционностью мощных транзисторов, можно задержкой фронта импульса управления мощного транзистора на время закрывания транзистора, открытого в предыдущий полупериод [49]. В этом случае увеличение времени открытого состояния транзисторов оказывается одинаковым, а режим перемагничивания трансформатора - симметричным.

На рис. 3.9, а приведена схема, осуществляющая суммирование времени закрывания транзисторов в смежные полупериоды, а на рис. 3.9, б показаны временные диаграммы напряжений.

В момент насыщения коммутирующего дросселя L (точка / на рис. 3.9, б) напряжение обмотки Шо.с трансформатора Т2 прикладывается к резистору RJ. Напряжение uj выбирается больше напряжения пробоя стабилитрона VDJ. Стабилитрон пробивается, и конденсатор С начинает перезаряжаться. В момент равенства нулю напряжения Uq на конденсаторе С (точка 2) пороговое устройство ПУ опрокидывается, переключаются транзисторы VT3, VT4, что приводит к изменению знака напряжения, поступающего с Т1 на вход транзисторов VTI, VT2. Напряжение на обмотках Т2 изменит свою полярность через время /д, равное времени закрывания мощного транзистора. В течение этого времени конденсатор С зарядится до определенного значения. В точке 3 напряжение на обмотках Т2 изменит свою полярность, дроссель L выйдет из насыщения и начнет перемагничиваться. Стабилитрон VD1 закрывается, а напряжение на конденсаторе С перестает изменяться и устанавливается на уровне, значение и которого пропорционально времени /г-

В точке 4 дроссель L вновь насыщается, и, поскольку постоянная времени перезаряда конденсатора С в смежные полупериоды одинакова, время его пере-

заряда до нулевого уровня будет также равно времени закрывания мощного транзистора, открытого в предыдущий полупериод.

Таким образом, исключается несимметрия перемагничивания трансформатора, обусловленная неоднозначностью времени закрывания мощных транзисторов как в установившемся режиме, так и при скачкообразных изменениях тока нагрузки. Частотные возможности схемы с точки зрения ее симметрирования практически не ограничены. Аналогичным путем можно симметрировать и регулируемый ТДК, функции времязадающего элемента в котором выполняет ШИМ.

3.3. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНО-ПАРАЛЛЕЛЬНОЕ СОЕДИНЕНИЕ КОНВЕРТОРОВ

При проектировании ТДК наряду с необходимостью устранения протекания сквозных токов и решения вопросов симметрирования режимов его работы необходимо обеспечить требуемый запас по напряжению между коллектором и эмиттером мощного транзистора, когда он закрыт. Как было показано выше, напряжение U на закрытом транзисторе может достигать в однотакт-ном и двухтактном конверторах максимального уровня напряжения первичной сети (342 В для однофазной сети и 590 В для трехфазной сети) и даже превышать этот уровень в зависимости от типа конвертора.

В настоящее время наиболее широкое применение в конверторах находя транзисторы, рассчитанные на допустимое постоянное напряжение U ~ = 400 В. Следовательно, для получения требуемого запаса по напряжению на транзисторах конвертора необходимо выполнить последовательное соединение однотипных конверторов по входным цепям и параллельное по выходным, как показано на рис. 3.10. При таком типе соединений конверторов (ПС - ПР) их число определяется из соотношения = тах/сзкэ- Например, для трехфазной сети при кз = 0,6 и Uy = 400 В необходимо последовательно включить не менее трех конверторов,а для однофазной сети при тех же условиях - не менее двух. При этом kc = 1 для полумостовой и мостовой схем конверторов и = 0,5 для схемы со средней точкой.

Тип транзистора необходимо выбирать исходя из значения тока коллектора, который определяется из соотношения /j = {lJN)k. Сигналы управления поступают синхронно и синфазно на все конверторы с соответствующим коэффи. циентом заполнения у.

При соединении конверторов вида ПС - ПР с использованием отдельных трансформаторов необходимым условием работоспособности является равномер.


mm i-Z mm "г


П«2

Рис. 3.10

Рис. 3.11



ное распределение входного напряжения и тока нагрузки /„ между конверторами, которое обусловлено прежде всего совпадением их коэффициентов трансформации k и разбросом индуктивности дросселей конверторов.

На рис. 3.11 приведены диаграммы токов и напряжений для двух конверторов с различной индуктивностью дросселей L1, L2.

К моменту открывания транзисторов конверторов из-за разброса индуктивности появляется различие в токах конверторов Д/ = min - i min нХ "(1 - 7)7" - L-ij/LiL. В момент открывания транзисторов ток первичной цепи определяется меньшим значением тока одного из конверторов, т. е. 1 (у) " iTii" н1> н2,1- Поэтому практически все входное напряжение Е будет приложено к менее нагруженному конвертору до момента /2 ~ (1 -У)Х X(L, - L2) T[Un (2 - 1) + Ek].

На входе более загруженного конвертора напряжение почти отсутствует. Ток менее загруженного конвертора начнет быстро увеличиваться, а более загруженного продолжает уменьшаться с прежней скоростью. В момент /3 токи конверторов выравниваются и напряжение Е распределится между конверторами с учетом индуктивностей дросселей.

Для устранения этих режимов на входе каждого конвертора, собранного по однотактной, мостовой схемам или по схеме со средней точкой, необходимо включать конденсатор [23]. В этом случае недостающий ток Л/ в течение времени - - /2 потребляется от этого конденсатора, что исключает броски напряжения на элементах конверторов. При этом неравномерность загрузки по напряжению последовательно включенных конверторов может быть снижена до 1-2 %.

Соединение вида ПС - ПР регулирующих двухтактных [50] и однотактных [51] конверторов может быть выполнено на общем трансформаторе. Если соединяются последовательно конверторы, выполненные по полумостовой схеме на основе общего трансформатора, то необходимо выравнивать напряжения нз конденсаторах емкостных делителей параметрическим распределением напряжения с помощью резисторов. В противном случае неравенство напряжений на конденсаторах, обусловленное допустимым отклонением ( + 30 %) номинальной емкости конденсатора, вызывает значительное подмагничивание трансформатора при пуске конвертора, что может привести к отказу мощных транзисторов.

При соединении вида ПС-ПР однотипных конверторов все они участвуют в процессе регулирования напряжения за счет изменения коэффициента заполнения у, что ухудшает энергетические и массогабаритные показатели ИВЭП. Улучшить эти показатели можно соединением вида ПС - ПР нерегулируемых и регу-лируе.мых конверторов, число которых можно определить из соотношений /Vhp=


Рпс. 3.12



Рис. 3.13

= Ujkkr и\ Np = U/kckU, где

Ui, U2 - напряжения на входе нерегулируемой и регулируемой частей конверторов.

На рис.3 12, а показана схема соединения вида ПС-ПР двух конверторов, выполненных на основе нерегулируемого инвертора Яр и регулируемого Яр управляемого сигналом от УУ с коэффициентом заполнения у, на выходе которых включен LC-фильтр.

Нерегулируемж инвертор передает энергию в течение всего периода его работы (рис. 3.12, б), и напряжение i/н без учета потерь на элементах выпрямителя и дросселя определяется коэффициентом трансформации трансформатора Гнр. Для регулируемого конвертора напряжение „ определяется коэффициентом 2 трансформатора Гр и коэффициентом у.

Напряжение Е распределяется между конверторами согласно выражениям

= E/{ki -f k/y); и2 Е/{\ -f kiy/k2)- Мощность регулируемого конвертора определяется из соотношения Рр = PJi + kiy/k2), и при минимальном коэффициенте заполнения Ymin 0-5 и при /2 мощность Рр составляет 30 % от мощности нагрузки. Причем если увеличивать отношение /з и коэффициенг у, то отношение Рр/Р еще больше уменьшится, что способствует улучшению показателей ИВЭП и говорит о высокой эффективности использования соединения вида ПС-ПР для регулируемых и нерегулируемых конверторов.

Этот результат можно получить при соединении вида ПС - ПР конверторов разного типа. Например, на рис. 3.13 регулируемый конвертор собран по полумостовой схеме (элементы С1, С2, VT3, VT4, 7р, VD1, VD2, L, С) и рассчитан на меньшую мощность, чем нерегулируемый конвертор, выполненный по мостовой схеме (элементы VT1 - VT4, 7нр, VD3, VD4). Первичные обмотки трансформаторов 7р, 7нр включены последовательно, а вторичные - через выпрямители параллельно, причем выходное напряжение регулируемого конвертора должно быть больше напряжения нерегулируемого. Данная схема обеспечивает неполную глубину модуляции входного напряжения.

В начале полупериода включаются, например, транзисторы VT3, VT2. В течение времени уТ12 в нагрузку происходит отдача энергии источника Е через трансформаторы 7р и 7j,p, конденсатором С/ -через трансформатор 7р. При этом конденсатор С2 подзаряжается до напряжения EI2. С момента времени, когда транзистор VT3 закрывается сигналом управления, а транзистор VT2 остается открытым, идо конца полупериода энергия конденсатором С2 передается в нагрузку через трансформатор 7нр и конденсатор С1 подзаряжается до напряжения Е/2.

3.4. МОДУЛЬНЫЙ ПРИНЦИП ПОВЫШЕНИЯ НАДЕЖНОСТИ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ

Для ИВЭП современных РЭА, как уже отмечалось, одним из основных требований является обеспечение высокой надежности получения электрической энергии требуемого качества при высоких энергетических и удельных по массе и объему показателей. Обеспечить надежность ИВЭП при выполнении этих условий можно путем модульного принципа его построения, который представляет собой разделение принципиальной схемы ИВЭП на функциональные узлы исходя из условия возможности их резервирования и разбиение каждого узла на соответствующее число основных N и резервных F модулей, соединенных по вход-




[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [ 12 ] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26]

0.0229