Как уже указывалось, в двухтактных инверторах наиболее полно используются магнитные свойства материала сердечника трансформатора. Степень использования характеризуется коэффициентом использования по индукции кив-

Если в однотактных преобразователях атот коэффициент в настоящее время составляет примерно 0,63, то в двухтактных инверторах он может приближаться к единице. Для получения значения кпв, близкого к единице, необходим симметричный режим перемаг-ничивания сердечника трансформатора, так как самой существенной составляющей перемагничивающего тока является неравенство вольт-секундных интегралов переключения.

В полумостовой схеме на рис. 1.20 магнитный режим трансформатора характеризуется отсутствием постоянной составляющей тока подмагаичивания первичной обмотки.

В схемах на рис. 1.19 и 1.21 в связи с асимметрией управляющих импульсов, разбросом параметров транзисторов, а в схеме на рис. 1.19 и в связи ,с несимметрией полуобмоток возникает ток подмагничивания трансформаторов. Для исключения этого тока в мостовой схеме последовательно и первичной обмоткой трансформатора включается разделительный конденсатор Ci (рис. 1.21), хотя при этом возникает необходимость в подавлении пульсаций выпрямленного напряжения [21].

В схеме на рис. 1.19 применяются специальные меры, обеспечивающие симметричный режим перемагничивания трансформаторов, которые будут рассмотрены ниже. Наличие общей точки транзисторов по эмиттеру в схеме на рис. 1.19 позволяет упростить схему управления, так как отпадает необходимость развязки цепей управления транзисторов от управляющих цепей. В схемах на рис. 1.20 и 1.21 для развязки этих цепей необходимо применять развязывающие импульсные трансформаторы, что приводит к усложнению схем преобразователей и снижает возможности микроминиатюризации за счет применения электромагнитных элементов. С этой точки зрения в высоковольтных ИЭП с трансформаторным входом и в тех случаях, когда входное напряжение, включая «броски» при переходных процессах, не превышает значения f/Bx<0,4 f/кэдоп, где [/кэ доп - допустимое напряжение коллектор-эмиттер силовых транзисторов при заданном сопротивлении резисторов в цепях базы; k = 0,7 - коэффициент, определяемый требованиями надежности, целесообразно применять схему рис. 1.19 при выходных мощностях до 100 Вт. При больших выходных мощностях, в связи с большоц габаритной мощностью выходного трансформатора в схеме на рис. 1.19, можно рекомендовать схемы на рис. 1.20 и 1.21.

У схемы на рис. 1.21 КПД ниже по сравнению со схемой на рис. 1.20 за счет удвоения мощности потерь в силовых транзисторах. Однако емкости конденсаторов делителя в схеме на рис. 1.20 24

с повышением выходной мощности увеличиваются в соответствии с зависимостью [22]

где Uc = Ux/2 - напряжение на конденсаторах делителя; б = =AUcIUc - относительное изменение напряжения на конденсаторах за полупериод; AVc - допустимое значение пульсаций, заданное в нормативно-технической документации на конденсаторы.

При выходных мощностях свыше 500 Вт объем и масса конденсаторов емкостного делителя схемы на рис. 1.20 соизмеримы с объемом и массой транзисторов схемы на рис. 1.21. В связи с этим в высоковольтных ИЭП с выходной мощностью до 500 Вт, когда доля потерь мощности в транзисторах влияет на КПД устройства, рекоМ(ендуется применять схему на рис. 1.20, а цри мощностях свыше 500 ,Вт--схему на рис. 1.21.

Схемы на рис. 1.20, 1.21 должны выполняться на силовых транзисторах с напряжением коллектор-эмиттер не ниже напряжения входного источника электропитания, а схема на рис. 1.19 - в 2 раза выше напряжения ©того источника. Это приводит к определенным трудностям при разработке мощных ВИЭП, которые целесо-образно строить по схемам с бёстрансформаторным входом, используя энергию непосредственно от выпрямленной одно- или трехфазной системы электроснабжения переменного тока.

Рядом авторов предложены схемы инверторов, позволяющие снизить напряжение на переходах коллектор-эмиттер силовых транзисторов. Одна из схем такого инвертора [23] показана на рис. 1.22, которая обеспечивает работу как на активную, так и реактивную нагрузку любого характера и обладает минимальными потерями в большом диапазоне регулирования.

Инвертор работает следующим образом. В один из полупериодов открыты транзисторы VT\ и УТг, а транзисторы УТг, VTi за-

Рис. 1.22. Схема инвертора с широким диапазоном регулирования

крыты, напряжение от конденсатора Ci поступает на нагрузку Z. По окончании рабочего такта транзистор VT\ закрывается; при этом ток в индуктивности ,Zh протекает через открытый транзистор VT2 и диод VDi. Напряжение на еакрытом транзисторе в это время (будет равно £/2, так как ток в нагрузке не прерывается, а следовательно, отсутствует перенапрял<ение.

В следующем такте закрывается транзистор VT2, а открываются VT3, УТц. К нагрузке Zh прикладывается напряжение на конденсаторе С2.

В следующий такт закрывается транзистор VT и открывается VT2. Ток нагрузки протекает черев открытый транзистор VTz и диод VD2. Перенапряжения не возникает. В данной схеме динамические потери ниже, чем у схемы на рис. 1.20.

Рекуперация энергии в нагрузку позволяет снизить потери и увеличить КПД по сравнению с полумостовой схемой на рис. 1.20.

На выходе инвертора формируются импульсы прямоугольной формы с амплитудой f/gx и изменяющейся длительностью по закону управляющего сигнала. Форма выходного напряжения приведена на рис. 1.23,6.

la выходе инвертора установлен резонансный LC-контур, настроенный на частоту первой гармоники последовательности прямоугольных (импульсов it обеспечивающий параметрическую стабилизацию тока в нагрузке. Последовательный контур выделяет первую гЭрмонику и в нагрузку через согласующий трансформатор отбирается ток си-Рис 123 Формы выходного тока нусоидальной формы (рис. 1.23,а). (а) и выходного напряжения (б) При максимальной ширине рабоче-в схеме с последовательным LC- г г

контуром импульса, равного половине пе-

риода преобразования, нулевое значение тока совпадает с моментами коммутации силовых транзисторов VTi и VT4, переключение которых будет происходить в обесточенном состоянии. Именно в этом случае инвертор отдает максимальную МОЩНОСТЬ в пагрузку.

Применение последовательного резонансного контура обеспечивает автомагическое выравнивание напряжения на конденсаторах Cl и Cs емкостного делителя, так как при увеличении напряжения на одном из конденсаторов энергия, отбираемая в нагрузку от этого конденсатора, будет большей, а следовательно, он разрядится на большую величину. Кроме того, применение контура ограничивает ток заряда выходных конденсаторов, что особенно важно при работе ВИЭП на мощную емкостную нагрузку, так как накопление энергии происходит в контуре не мгновенно.

Инверторы с резонансным LC-контуром мопут найти широкое применение в разработках мощных ВИЭП.